射频电路ESD保护设计

Semenov 补充 | 来源: Semenov et al., ESD Protection Device and Circuit Design for Advanced CMOS Technologies, Ch.8

概述

射频接收器中，低噪声放大器 (LNA) 是第一级模块，对 ESD 保护电路的寄生参数最为敏感。ESD 保护添加的额外寄生电容和电阻会退化 LNA 的输入匹配、增益和噪声性能。本章聚焦于窄带 LNA 的 ESD 保护策略，利用 RF 信号与 ESD 信号在频率和能量上的差异实现协同设计。

两种信号的主要差异：

• 能量/电压：ESD 信号电压极高 → 易于检测（snapback 基保护）
• 频率：RF 信号在 GHz 范围，ESD 信号在数十 MHz 范围 → 可用无源滤波器分离

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1. RF 基本概念

1.1 品质因子 Q

电抗元件的非理想性（欧姆电阻）引入功率耗散和热噪声。Q 定义为平均无功功率与平均耗散功率之比：

$$Q=\frac{X_S}{R_S}\text{\hspace{1em}(8-1)}$$

电感和电容的 Q 因子：

$$Q_L=\frac{\omega L}{R_S},Q_C=\frac{1}{\omega C{R}_S}\text{\hspace{1em}(8-2)}$$

串联 RLC 网络的谐振频率与 Q：

$${\omega }_0=\frac{1}{\sqrt{LC}}\text{\hspace{1em}(8-3)}$$ $$Q=\frac{{\omega }_{0}L}{R}=\frac{1}{{\omega }_{0}CR}\text{\hspace{1em}(8-4)}$$

1.2 信噪比与噪声系数

信噪比：$SNR=\frac{\text{信号功率}}{\text{噪声功率}}$

噪声因子 (F)：输入 SNR 与输出 SNR 之比

$$F=\frac{SN{R}_i}{SN{R}_o}\text{\hspace{1em}(8-6)}$$

噪声系数 (NF)：F 的 dB 表示，$NF>0$

$$NF=10{\log }_{10}(F)=10{\log }_{10}\left(\frac{SN{R}_i}{SN{R}_o}\right)\text{\hspace{1em}(8-7)}$$

1.3 阻抗匹配

基于最大功率传输定理：负载阻抗 $Z_L=R_L+j{X}_L$ 应为源阻抗 $Z_S=R_S+j{X}_S$ 的复共轭（$R_L=R_S$，$X_L=-X_S$）。RF 系统标准端接阻抗为 50 Ω。

常用匹配网络：

• L 型（图 8-2）：最简单的升降阻抗变换器
• Π 型（图 8-3a）：两个 L 型级联，寄生电容可作为网络的一部分
• T 型（图 8-3b）：适合端接寄生呈感性的场景

1.4 S 参数

高频下使用散射参数 (S 参数) 替代开路/短路参数（图 8-4）：

参数	物理含义	测量条件
$S_{11}$	输入反射系数（输入匹配度量）	端口 2 端接匹配
$S_{22}$	输出反射系数（输出匹配度量）	端口 1 端接匹配
$S_{21}$	正向增益	端口 2 端接匹配
$S_{12}$	反向传输增益	端口 1 端接匹配

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2. LNA 架构

2.1 共源极 LNA (CS LNA)

电感退化共源极 LNA（图 8-5/8-6）是最流行的 LNA 拓扑：

输入阻抗：

$$Z_{in}=s(L_g+L_s)+\frac{1}{s{C}_{gs1}}+\frac{g_{m1}{L}_s}{C_{gs1}}\text{\hspace{1em}(8-13)}$$

在谐振频率处阻抗为纯电阻：

$${\omega }_r=\frac{1}{\sqrt{(L_g+L_s)C_{gs1}}}\text{\hspace{1em}(8-14)}$$ $$Z_{in}({\omega }_r)=\frac{g_{m1}{L}_s}{C_{gs1}}\text{\hspace{1em}(8-15)}$$

设计使 $Z_{in}({\omega }_r)=50\Omega$ 实现输入匹配。

典型性能指标 (表 8-1)：

参数	0.35 μm (0.92 GHz)	0.35 μm (0.92 GHz)	0.18 μm (5.75 GHz)
$S_{11}$	-10.1 dB	-19 dB	-21 dB
$S_{22}$	-27 dB	-27 dB	-11 dB
$S_{21}$ (增益)	14 dB	15 dB	14.1 dB
NF	0.9 dB	1.15 dB	1.8 dB

设计准则：$S_{11},S_{22}<-10\text{dB}$，$NF<3\text{dB}$，增益尽可能高。

2.2 共栅极 LNA (CG LNA)

CG LNA（图 8-7）是 CS LNA 的主要竞争者。输入阻抗在谐振时近似为 $1/g_{m1}$，可直接设计为 50 Ω。

主要局限：输入阻抗依赖于 M1 的 $r_{ds}$（漏-源电阻）。

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3. ESD 保护方法

3.1 抵消技术 (Cancellation)

图 8-8：在 ESD 保护电路（$R_{ESD}+C_{ESD}$）两端并联电感 $L_{tune}$ 与焊盘电容 $C_P$：

$$L_{tune}=\frac{1}{{\omega }_0^2(C_{ESD}+C_P)}\text{\hspace{1em}(8-16)}$$

正常工作下 $L_{tune}$ 与总寄生电容谐振，调谐消除其影响。

案例：5.25 GHz LNA (0.35 μm BiCMOS) + GGNMOS 保护

• HBM: 3.6 kV
• 增益不受影响，NF 仅从 2.2 dB 增至 2.4 dB

3.2 Π 型匹配网络 ESD-RF 协同设计

图 8-9/8-10：ESD 保护电容 $C_2$ 作为 Π 型匹配网络的一部分参与设计（$C_1$ 含焊盘电容）：

案例：1.9 GHz LNA (0.25 μm CMOS) 仿真对比（表 8-2）：

参数	无 ESD	简单 GGMOS	RF-ESD 协同
增益 $S_{21}$	25.73 dB	19.67 dB	19.62 dB
$S_{11}$	-13.93 dB	-10.34 dB	-12.84 dB
$S_{22}$	-29.63 dB	-11.5 dB	-16.1 dB
NF	2.56 dB	4.95 dB	3.85 dB
IIP3	-24.31 dBm	-19.45 dBm	-20.15 dBm

协同设计相比简单附加方案：NF 改善 1.1 dB，输入/输出匹配显著提升。

实测 (相同 LNA, 1.9 GHz)：

• 通过 3 kV HBM（所有四 Zapping 模式）
• $S_{21}=8.7\text{dB}$，$S_{11}=-14.5\text{dB}$，$S_{22}=-15\text{dB}$，$NF=5\text{dB}$

3.3 电感 ESD 保护

图 8-11：利用 RF 和 ESD 信号的频率差异设计滤波器：

• LESD 为 ESD 电流提供到地的双向低阻抗路径
• RF 信号通过 $C_c$ 耦合到 LNA（高通路径）
• ESD 信号被 LESD 短路到地（低通路径）

案例：5 GHz LNA (0.18 μm CMOS)

• 电感面积 0.1 mm²
• HBM: >3 kV（所有 Zapping 模式）
• RF 性能：$S_{11},S_{22}<-20\text{dB}$，增益 20 dB，NF 3.5 dB

3.4 分布式 ESD 保护

图 8-12/8-13：适用于宽带 RF 应用（窄带谐振法不可用）。将 ESD 总电容 $C_{ESD}$ 分割为 n 段，构成传输线结构，提高截止频率。

均匀尺寸 (ES-DESD) vs 递减尺寸 (DS-DESD)：

• ES-DESD：四段各 50 fF
• DS-DESD：100 fF + 50 fF + 25 fF + 25 fF（靠近焊盘的器件更大）
• 总电容：200 fF，CPW $Z_0=70\Omega$

对比结果 (0.25 μm CMOS, 表 8-14)：

方案	S11 (低频)	S11 (>10 GHz)	HBM
ES-DESD	相同	略优	5.5 kV
DS-DESD	相同	略差	>8 kV

最佳分段数为 4 段，10 GHz 下 RF 衰减仅 0.273 dB (200 fF 总电容)。

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总结

RF ESD 保护方法分为两类：

类别一：Snapback 基保护 + 感应网络抑制寄生影响

1. 抵消技术 — 电感与寄生电容谐振消除影响（适窄带）
2. Π 型匹配网络协同设计 — ESD 电容成为匹配网络一部分，NF/匹配显著改善
3. 分布式 ESD 网络 — 分段传输线结构（适宽带），递减尺寸可达 >8 kV HBM

类别二：频率滤波（利用 RF 与 ESD 信号频率差异）

• 电感 ESD 保护 — 高通/低通滤波器分离信号，实现 >3 kV HBM 同时保持 RF 性能

4 段递减尺寸 (DS-DESD) 分布式保护在宽带 RF 中综合效果最优。

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