大栅极环路与寄生电感利用技术

基于 HVES 的大栅极环路栅极驱动器，利用寄生栅极环路电感 $L_{loop}$ 本身作为谐振电感，无需额外片上电感，在驱动器和功率晶体管间距 ~25-50 cm 时仍能实现快速、鲁棒的栅极驱动。驱动速度比传统方案提升 ~40%，$dV/dt$ 达 60 V/ns。基于 Seidel & Wicht (2021) Ch.5。

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应用场景

驱动器和功率晶体管物理分离的需求：

• 极端温度：GaN 晶体管发热仅影响晶体管，不影响驱动器
• 优化装配：多层基板紧凑布线，陶瓷基板高电流/高温
• 高效散热：无驱动器的晶体管板可在基板两侧安装散热器
• 空间约束：功率模块或引擎中的给定距离

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核心创新

与第 4 章 HVES 的区别：

• 第 4 章 HVES：使用片上集成电感 $L_{HVp}/L_{HVn}$
• 本章 HVES：寄生栅极环路电感 $L_{loop}$ 替代片上电感，无需额外元件

工作机制：

• 能量 $E_p$ 和 $E_n$ 在每次开关事件中补充，补偿寄生电阻引起的损耗
• 离散电容 $C_{GS,add}$ 并联在栅极电容 $C_G$ 旁 → 缓冲 Miller 耦合干扰
• 双极性栅极驱动：能量在栅极环路中谐振振荡

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$C_{GS,add}$ 电容尺寸设计

Miller 电荷引起的栅压变化：

$$\Delta V_{GS}=\frac{Q_{Miller}}{C_{GS,add}+C_G}\text{\hspace{1em}(5.1)}$$ $$C_{GS,add}=\frac{Q_{Miller}}{\Delta V_{GS}}-C_G\text{\hspace{1em}(5.2)}$$

示例（GaN PGA26E07BA）：$C_G=405$ pF, $Q_{Miller}=2.6$ nC, $\Delta V_{GS}=1$ V → $C_{GS,add}=2.2$ nF

M_Hx Control 与高压电平移位器

M_Hx Control 块（与 Fig. 4.16 的 $M_{HVx}$ Control 类似）：

• 控制 $M_{Hp}$ 和 $M_{Hn}$ 的导通时序
• 由于 $M_{Hp}/M_{Hn}$ 源极电压显著高于 $V_{DRV}$ → 使用高压电平移位器
• 高压电平移位器基于 §3.3.3 的低压版本扩展，以承受更高电压摆幅

高侧操作注意事项

当 $M_{Lp}/M_{Ln}$ 不导通时，驱动器输出节点 $V_p/V_n$ 不能吸收共模电流：

• 需在 $V_{SUP}$ 与 $V_p$、$V_{SUP}$ 与 $V_n$ 之间连接钳位二极管
• 共模扼流圈（CMC）（如 Coilcraft 0805USB-172ML）可抑制栅极环路与寄生电容之间的振荡

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栅极过冲与振荡

大 $L_{loop}$（~600 nH vs 第 4 章 ~6 nH）时过冲更显著：

参数	第 4 章 HVES	第 5 章大栅极环路
$L_{loop}$	~6 nH	~600 nH
过冲	几乎无	需处理
整流二极管	有源整流器（5 V 耐压）	分立肖特基 BAS85（30 V 耐压）
改进电路	—	$D_{FW}$ 放在 $D_R$ 前减少输出电容

过冲抑制措施权衡

措施	效果	代价
减小 $R_{Bp}/R_{Bn}$	耗散 $L_{loop}$ 剩余能量振荡	更多电流流向 $V_{DRV}$，需更大 $C_{HVp}/C_{HVn}$，增加功耗
$D_{FW}$ 前置（Fig. 5.4）	减少输出电容，降低过冲	续流电流额外流过 $D_R$，增加损耗

实验结果（§5.4）显示，未使用电路修改时，间距~25 cm 下过冲已很低。

钳位电路方案（Fig. 5.5b）

电路结构：

• 两个齐纳二极管分别钳位正/负 $V_{GS}$
• 串联肖特基二极管最小化齐纳管反向恢复电荷影响

实验结果：

方案	$R_G$	上升/下降时间	过冲
传统 + 钳位	5 Ω	54 ns	受控
HVES（无 $R_G$）	0 Ω	47 ns	~0.5 V
传统 + 钳位	0 Ω	45 ns（极限）	振铃

钳位方案虽可改善传统驱动器性能，但 HVES 仍快 ~15%，且无需外部钳位元件。

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实验结果

与传统驱动器对比

驱动器	$R_G$	上升/下降时间	过冲
传统	15 Ω	80 ns	~0.5 V
HVES	0 Ω	47 ns	~0.5 V
传统	5 Ω	~50 ns	~2.5 V 振铃

→ HVES 比传统方案速度提升 ~40%

双脉冲测试

测量设置（Fig. 5.5a）：

• 任意波形发生器 → 隔离栅极驱动器 SI8275GB-IS1（耦合电容仅 0.5 pF）→ DCDC 转换器 NMS0509C（耦合电容仅 1.9 pF）
• 低压耦合电容对抑制共模耦合电流至关重要（§2.4.5）
• 共模扼流圈 CMC（Coilcraft 0805USB-172ML）进一步抑制电源路径共模电流
• ~50 cm 栅极环路（2× 25 cm），$V+=400$ V，$I_L=10$ A
• GaN GIT (PGA26E19BA, Panasonic)
• $dV/dt$：导通 ~60 V/ns，关断 ~40 V/ns

与传统谐振栅极驱动器对比

特性	HVES 大栅极环路	de Vries [9]	Fujita [17]
HVES 概念	是	否	否
大栅极环路能力	~50 cm	有	有
驱动速度	高（谐振）	较低	较低
$C_{GS,add}$ 缓冲	有	无	无
Miller 耦合鲁棒性	高	低	低
额外电感需求	无（利用 $L_{loop}$）	未知	未知

HVES 属于谐振栅极驱动器概念（§2.1.6），利用栅极环路电感能量给栅极充电 → 更高效率潜力。传统谐振方案需在晶体管旁加钳位电路将能量回馈到驱动电源 [15,16]，不适合大栅极环路。

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大栅极环路驱动器第二实现选项（Fig. 6.3-6.4）

工作原理

基于两个 HVES 电路，分别给 GaN 晶体管的栅极和源极传递电荷：

• 导通：$M_{Hp}$ 和缓冲器 $B_p$ 导通 → $C_{HVp}$ 经栅极环路电感谐振放电，栅极充电至 $V_{GS}=V_{DRV}$，同时通过 $D_{Rp}$ 和反相器 $I_n$ 给 $C_{HVn}$ 充电
• 关断：$C_{HVn}$ 放电，通过 $C_{HVp}$ 和 $D_{Rn}$ 将 $V_{GS}$ 充至 $-V_{DRV}$
• 能量在 $C_{HVp}$ 和 $C_{HVn}$ 之间振荡
• 缓冲器 $B_p$ 和反相器 $I_n$ 分别从 $V_{DRV}$ 添加能量以补偿环路损耗
• 从低压电源向振荡电压高于电源的谐振电路添加能量 → 类似 Class D 振荡器 [10]
• 通过短脉冲触发导通/关断事件，脉冲持续时间适应每周期添加的能量
• 二极管 $D_{clpp}/D_{clpn}$ 防止 $V_p/V_n$ 在栅极充放电后降至地以下

优点

优势	说明
低压供电	可使用 5 V 供电，不牺牲 HVES 高速优势
更高速度	$C_{HVp}/C_{HVn}$ 在整个充放电中有效（不被续流二极管短路）
更好效率	避免 $C_{HVx}$ 再充电损耗（§4.1.3）
更高 Q 因子	电流路径仅有一个高压晶体管 → 更小芯片面积
简化设计	省去 ”$C_{HV}$ Control” 再充电模块

缺点

劣势	说明
电容翻倍	$C_{HVp}$ 和 $C_{HVn}$ 充放电时串联 → 需两倍电容值
启动复杂	需额外电路（如电荷泵）提供 $C_{HVp}$ 初始电压（如 40 V）
过冲更大	驱动器输出端 $V_p/V_n$ 总输出电容更大（可通过有源钳位降低）
高侧敏感	可能对高侧驱动器操作更敏感，共模电流可给 $C_{HVp}/C_{HVn}$ 充电

仿真结果（Fig. 6.4）

• 极快的 $V_{GS}$ 上升/下降时间 ~35 ns
• 过冲/欠冲 ~1.2 V（可通过有源钳位显著降低）

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后续工作（§6.3）

第一实现选项已通过双脉冲测试验证高侧操作，但需进一步研究：

1. 鲁棒性和共模瞬态抗扰度（CMTI） 的系统评估
2. EMI 测量：验证在快速开关（60 V/ns）下的电磁兼容性
3. 扩展到 SiC 等晶体管类型：验证大栅极环路概念在其他宽禁带器件上的适用性
4. V_GS 直接测量：由于探针影响，GaN 晶体管的 $V_{GS}$ 波形未能直接测量，需改进测量方法
5. 有源钳位优化：降低第二实现选项的过冲/欠冲（从 ~1.2 V 降至更低）

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与已有知识库的关联

• HVES高压能量存储谐振栅极驱动技术 — HVES 基础概念（本技术的基础）
• 栅极驱动基础与功率级设计 — 前置基础知识（栅极环路寄生、阻尼因子）
• HVCS高压电荷存储栅极驱动技术 — HVCS 互补技术
• GaN功率晶体管栅极驱动特性 — GaN 晶体管的驱动需求
• Class-D栅极驱动电路 — 栅极驱动系统级视角
• 栅极驱动器供电与信号传输技术 — 高侧操作的钳位和 CMC 基础
• Highly Integrated Gate Drivers for Si and GaN Power Transformers 深度解析 — 来源专著