输出级设计

输出级是运放或功率放大器的最后一级，直接驱动负载。其核心挑战在于：在 ±1.5~±15 V 电源下提供足够的输出摆幅、驱动能力和效率，同时保持低失真。从最简单的射极跟随器（Class A，效率低但线性好）到推挽 Class AB（效率高但需精确偏置控制），再到带有复杂保护电路的高宽带输出级，本章系统覆盖了 IC 输出级设计的方方面面。本文基于 Gray §5.1-§5.7 提炼。

---

前后关系

前置知识：

• 单管放大级（§3.3）— 共集/共漏级的缓冲特性、输出电阻
• 双极晶体管大信号特性（§1.3）— V_BE 的温度特性、β_F、饱和区
• 偏置电路与电流基准（§4.7）— 偏置网络、V_BE 倍乘器
• 双极IC工艺与器件结构（§2.3-§2.5）— 衬底 pnp 横向 pnp

本书内部链条：

• 输出级设计（本文）→ 运算放大器设计基础（Ch.6）— 完整运放的输出级
• → 反馈放大器稳定性与补偿（Ch.9）— 输出级对稳定性的影响（R_out 变化）

外部关联：

• 运算放大器设计 — 运放的输出级拓扑选择
• LDO设计与电源管理 — LDO 的输出级实际上是功率输出级
• 电路中的Jitter与Phase Noise — 输出级噪声贡献

---

原理介绍

5.2 射极跟随器（CC）作为输出级

基本电路（Gray Fig. 5.1）：

 VCC
  |
 Q1 (npn 射随)
  |--- Vout
  |
 I_BIAS (偏置电流源)
  |
 VEE (或 GND)

DC 传输特性：

$$V_{out}=V_{in}-V_{BE}$$

• 当输入电压变化时，V_BE 随输出电流变化而轻微变化：

$$V_{BE}=V_T\ln \left(\frac{I_{BIAS}+I_{load}}{I_S}\right)$$

输出电阻：

$$R_{out}=\frac{1}{g_m}+\frac{R_{source}}{\beta +1}\approx \frac{V_T}{I_{BIAS}}$$

电压摆幅：

• 最大正摆幅：VCC - V_CE,sat(Q1) ≈ VCC - 0.2V
• 最大负摆幅：V_BIAS + V_BE(Q1)（受偏置电流源限制）
• 负载电流摆幅限制：I_{load,max} = I_{BIAS}（仅可以拉电流，不能灌电流）

效率（Class A 单端输出级）：

$$\eta =\frac{P_{load}}{P_{supply}}=\frac{V_{out,rms}\cdot I_{load,rms}}{V_{CC}\cdot I_{BIAS}}$$

• 最大效率（正弦波驱动）：约 25%（可达到）
• 典型值：10-20%（大部分功率消耗在偏置电流源上）

失真来源：

• V_BE 随输出电流变化 → 非线性
• β 随 I_C 变化 → 负载调节耦合失真

5.3 源极跟随器（CD）作为输出级

MOS 源随器（Gray Fig. 5.3）：

与 BJT 射随器类似的缓冲特性，但差异如下：

参数	BJT 射随	MOS 源随
输出电阻	V_T/I_BIAS（低）	1/(g_m + g_mb)（较高）
摆幅限制	受 V_BE + V_BIAS 限制	受 V_GS + V_BIAS 限制
体效应	无	g_mb 降低增益和输出电阻
驱动能力	高（β·I_B）	有限（g_m·V_GS）
效率	相同	相同

MOS 源随器在先进工艺中的问题：

• 低 g_m（相对 BJT）→ 输出电阻高
• 输出摆幅受 V_th 限制（低电源电压下更严重）
• 体效应进一步恶化线性度

5.4 推挽输出级

5.4.1 Class A 推挽

结构：两个射随器（npn + pnp）构成的互补推挽：

    VCC
     |
    Q1 (npn)
     |
     ├─── Vout
     |
    Q2 (pnp)
     |
    VEE

特性：

• 两个管子始终导通（偏置在 I_Q > |I_load,max|/2）
• 可以拉电流和灌电流
• 线性度好（两个管子交替工作）
• 效率低：η_max = 25%（正弦波）

5.4.2 Class B 推挽

工作原理：

• Q1 和 Q2 在零偏置（I_Q = 0）
• 正半周：Q1 导通，Q2 截止
• 负半周：Q2 导通，Q1 截止

交越失真（Crossover Distortion）（Gray Fig. 5.8）：

由于 V_BE(on) ≈ 0.6 V，输入电压在 ±0.6V 范围内两管都不导通 → 输出为零：

$$V_{out}=\{\begin{array}{ll}{V}_{in}-V_{BE(on)},& V_{in}>V_{BE(on)}\\ 0,& -V_{BE(on)}\le V_{in}\le V_{BE(on)}\\ V_{in}+V_{BE(on)},& V_{in}<-V_{BE(on)}\end{array}$$

失真：

• 对于小信号，交越失真（死区）非常严重
• 对于大信号，相对失真减小
• BJT 的指数特性使死区较尖锐（Fig. 5.8a），MOS 的平方律特性使过渡平滑一些（Fig. 5.8c）

效率（理想 Class B）：

$$\eta =\frac{\pi }{4}\cdot \frac{V_{peak}}{V_{CC}}\Rightarrow {\eta }_{\max }=78.5\%(\text{当 }{V}_{peak}=V_{CC})$$

5.4.3 Class AB 推挽（最常用）

工作原理：偏置在 I_Q > 0 但远小于最大负载电流，每个管子导通角略大于 180°。

偏置条件：

• 两个输出管的基极（或栅极）之间施加一个固定偏置电压 V_BB：

$$V_{BB}=V_{BE1}+V_{BE2}\approx 1.2-1.4\text{V}(\text{BJT})$$

静态电流 I_Q 的设定：

• I_Q 的选择是失真 - 效率折衷
• I_Q 太小 → 交越失真大
• I_Q 太大 → 效率降低

失真 - 效率权衡：

I_Q (占峰值电流比例)	交越失真	最大效率
0 (Class B)	严重	78.5%
2% (Class AB)	很低	~75%
5%	几乎不可见	~70%
50% (Class A)	无	25%

5.5 推挽级的偏置

V_BE 倍乘器（V_BE Multiplier）

这是集成运放中最常用的推挽偏置电路（Gray Fig. 5.12）：

      VCC
       |
      R1
       |
       ├─── Q3 (VBE 倍乘管)
       |
      R2
       |
      Bias_I
       |
      VEE

Q3 和 R1、R2 构成的电路产生：

$$V_{BB}=V_{BE3}\cdot \left(1+\frac{R_1}{R_2}\right)$$

温度补偿：

• V_BE3 随温度变化（-2 mV/°C），补偿输出管的 V_BE 变化
• 当输出管和倍乘管热耦合良好时，I_Q 几乎与温度无关
• 输出管电流的 TC 由 V_BE 倍乘器电阻和输出管匹配决定

Class AB 偏置的设计考虑：

1. 静态电流 I_Q 的设定：

$$I_Q\propto \exp \left(\frac{V_{BB}}{n{V}_T}\right)$$

对 V_BB 非常敏感（指数关系）→ 精确控制 V_BB 是关键

2. 热反馈（Thermal Runaway）：
   • 输出管产生热量 → V_BE 下降 → I_Q 增大 → 更多热量
   • 可能导致热失控 → 需要发射极退化电阻（R_E）
   • 射极退化：$I_Q\approx (V_{BB}-V_{BE1}-V_{BE2})/R_E$

5.6 输出级保护

短路保护

电流限制（Gray Fig. 5.16）：

在输出管的发射极/源极串联检测电阻 R_sense，当电流超过设定阈值时，检测电阻上的压降导通一个保护管，分流（或关断）输出管的基极电流：

$$I_{limit}\approx \frac{V_{BE(on)}}{R_{sense}}\approx \frac{0.6\text{V}}{R_{sense}}$$

• 典型 I_limit 设置为峰值输出电流的 1.5-2 倍
• 需要快速响应和自动恢复（折叠保护）

Safe Operating Area (SOA) 保护：

• 不仅限制电流，还限制 V_CE × I_C 乘积
• 保护输出管免于二次击穿（BJT）
• 在高压摆幅和大电流同时发生时更严格限制

其他保护措施

• 输出对电源和地的二极管钳位（防反接）
• 温度保护（热关断）
• 上电顺序保护

5.7 宽带高能效输出级

改进的推挽结构

带有前馈补偿的推挽（Gray §5.7）：

• 使用辅助放大器提高开环带宽
• 补偿输出级的非线性

MOS Class AB 输出级：

• 使用浮置电流源偏置
• 使用共模反馈稳定 I_Q

BJT vs MOS 输出级对比：

特性	BJT 输出级	MOS 输出级
输出电阻	~10-100 Ω	~100 Ω - kΩ
驱动能力	高（I_C 由 β 倍增）	有限（W/L 限制）
效率	相同 Class 相同	相同
交越失真	尖锐（指数特性）	平滑（平方律）
热稳定性	需 R_E 退化	较好（V_th 正 TC）
成本	双极工艺成本高	CMOS 工艺成本低

---

输出级设计流程

设计步骤

1. 确定负载：R_L, C_L, 峰值电压/电流要求
2. 选择 Class：效率 vs 失真折衷
3. 选择器件：BJT vs MOS（取决于工艺）
4. 确定偏置：V_BB（V_BE 倍乘器）设定 I_Q
5. 设计保护：I_limit, SOA, 温度关断
6. 频率补偿：考虑 C_L 对输出极点的影响

典型参数范围

参数	通用运放	功率运放	高速驱动
输出摆幅	±VCC - 1V	±VCC - 2V	±VCC - 0.5V
静态电流	0.5-5 mA	5-50 mA	1-10 mA
峰值电流	±10-50 mA	±100 mA-5A	±50-200 mA
输出电阻	10-500 Ω	0.1-10 Ω	1-50 Ω
带宽	1-100 MHz	1-10 MHz	100-1000 MHz
效率	50-70% (AB)	60-75% (AB)	40-60%

---

参考文献

1. P. R. Gray, P. J. Hurst, S. H. Lewis, R. G. Meyer, Analysis and Design of Analog Integrated Circuits, 5th ed., Wiley, 2009, §5.1-§5.8.
2. B. Razavi, Design of Analog CMOS Integrated Circuits, McGraw-Hill, 2001, §5.5-§5.6.
3. A. S. Sedra, K. C. Smith, Microelectronic Circuits, 7th ed., Oxford, 2015, Ch.14-15.
4. J. H. Huijsing, Operational Amplifiers: Theory and Design, 3rd ed., Springer, 2017, Ch.4.
5. P. R. Gray, R. G. Meyer, “Analysis and Design of Analog Integrated Circuits,” 1st ed., Wiley, 1977, Ch.5 (MOS 输出级的早期讨论).

---

双向链接

本文链接到

• 单管放大级 — 共集/共漏级的缓冲特性
• 偏置电路与电流基准 — 输出级的偏置设定
• 双极晶体管大信号特性 — β 和 V_BE 的温度特性

链接到本文

• 运算放大器设计基础 — 完整运放的输出级
• 运算放大器设计 — 输出级拓扑选择
• 反馈放大器稳定性与补偿 — R_out 随输出电流变化对稳定性的影响
• LDO设计与电源管理 — LDO 功率输出级
• Gray 模拟集成电路分析与设计 深度解析 — 来源导航页
• Allen CMOS Analog Circuit Design 深度解析 — §5.5 输出放大器

---

📘 Allen 3e 补充（§5.5 输出放大器分类设计）

Allen 对输出级的覆盖在拓扑分类和参数对比方面有系统化贡献。

Allen 的输出放大器分类（§5.5）：

• A 类源极/射极跟随器：$r_{out}\approx 1/g_m$，效率 $\eta \le 25\%$
• AB 类推挽：$I_Q$ 为最大输出电流的 2-5%，效率 $\eta \le 75\%$
• Allen 尤其强调大信号摆幅约束下的器件尺寸确定

关键参数对比（Allen Table 5.5-1 风格）：

参数	A 类源随	AB 类推挽	备注
输出电阻	$1/g_m$	$\approx 1/(g_{mN}+g_{mP})$	推挽低 2×
最大效率	25%	75% (理论)	AB 类远优
交越失真	无	有（需偏置控制）	A 类线性好
摆幅受限	$V_{DD}-V_{GS}-V_{OV}$	$V_{DD}-V_{OV}$	推挽利用全轨
短路保护	需额外	需额外	Allen §5.5 有讨论

Allen 的 CMOS AB 类输出级偏置方法（§5.5）：

• $V_{BB}$ 倍乘器：$V_{BB}=V_{BE}(1+R_1/R_2)$ → 设定静态电流
• 浮充电流源（Floating Current Source）：适用于 CMOS
• 跨导线性环（Translinear Loop）：精确控制 AB 类静态电流

---

📘 Baker 3e 补充（Ch.21 推挽放大器的 SPICE 失真分析与设计）

Baker 对输出级设计的独特贡献在于推挽放大器的详细失真分析和 SPICE 仿真方法，这是 Gray/Razavi/Allen 均缺乏的工程实用内容。

1. 推挽放大器的完整分析（Ch.21）

Baker 对推挽放大器的覆盖远比其他教材详细，包含完整的 DC 偏置计算、大信号传输特性和失真机制：

• Class AB 偏置条件：$V_{BB}=V_{GS,n}+V_{GS,p}$，保证两个输出管在零输入时均导通微弱电流 $I_Q$
• 跨导线性化：$G_m=g_{m,n}+g_{m,p}$，推挽结构的跨导比单管约大 2 倍，改善了线性度
• 效率推导：$\eta =(\pi /4)(V_{pp}/V_{DD})$，Baker 给出完整的效率曲线（从 Class B 的 78.5% 到 Class A 的 25%），并标注不同 $I_Q$ 设定下的效率损失

2. SPICE 失真仿真（Ch.21.4）—— Baker 的独特内容

Baker §21.4 专门介绍 SPICE 失真仿真方法，这在其他教材中完全没有对应内容：

仿真类型	SPICE 命令	分析内容
谐波失真	.FOUR	计算 HD2、HD3 及 THD
失真分析	.DISTO	二阶/三阶失真分量频率扫描
瞬态分析	.TRAN	时域波形观察交越失真

关键设计洞察：

• HD2 与 HD3 随输入幅度变化：小信号时交越失真主导（Class B 最严重），大信号时饱和削波限制
• $I_Q$ 的选择：Baker 给出定量指导——$I_Q$ 设为最大输出电流的 2-5% 时，可在效率和失真间取得最佳折衷
• MOS vs BJT 推挽：MOS 平方律特性使交越失真过渡区比 BJT 的指数特性更平滑，因此 CMOS 推挽的 Class B 交越失真相对 BJT 更小

3. 基本增益级公式总结（Ch.21）

Baker 将五种基本增益级的增益、输入/输出电阻和带宽特性汇总为设计参考表，这对手算设计非常实用：

结构	增益 $A_v$	$R_{in}$	$R_{out}$
CS（电阻负载）	$-g_m{R}_D$	$\infty$	$R_D$
CS（电流源负载）	$-g_m{r}_o$	$\infty$	$r_o$
源极退化 CS	$-g_m{R}_D/(1+g_m{R}_S)$	$\infty$	$R_D$
CD（源跟随器）	$g_m/(g_m+g_{mb})$	$\infty$	$1/(g_m+g_{mb})$
CG（共栅）	$g_m{R}_D$	$1/g_m$	$R_D$

Baker 的输出级 vs 其他教材：Gray §5.1-5.7 侧重 BJT 输出级和 V_BE 倍乘器的理论分析；Razavi §5.5-5.6 讨论 MOS 输出级的偏置方法；Allen §5.5 提供输出放大器的分类设计框架；Baker 的独特价值在于 SPICE 失真验证和推挽的效率/交越失真定量分析。

关联页：Baker CMOS 电路设计版图与仿真 深度解析 §21

---

📗 Sansen 补充（Ch.12 Class AB and Driver Amplifiers——交叉耦合四象限与自适应偏置）

Sansen Ch.12 对输出级的覆盖与 Gray §5.1-5.7 互补，强调低电压下 Class AB 的实现技巧（交叉耦合四象限、自适应偏置、跨线性 $I_Q$ 控制）。

1. CMOS 输出级的基本问题

Sansen 量化了输出级的核心矛盾：

• A 类：$I_B>I_{max}$ → 高静态功耗
• 如果 $I_B=0.1$mA，$R_L=50\Omega$，$V_{out,peak}=5$mV
• 若需 $V_{out,peak}=1$V，$I_B=20$mA → A 类功耗过大

2. Class AB 偏置控制方案

Sansen 覆盖多种 Class AB 偏置控制技术：

方案	原理	$I_Q$ 稳定性	最低电压
二极管偏置	二极管连接的 MOS 串联	差	高
交叉耦合四象限	CMOS 互补交叉耦合	好	中
自适应偏置	检测输出电流调节偏置	极好	低
跨线性环 $I_Q$ 控制	跨线性电路稳定 $I_Q$	极好	低

3. 交叉耦合四象限（Cross-coupled Quads）——Sansen 特色

Sansen 详细分析的交叉耦合四象限结构是其他教材未覆盖的独特拓扑：

• NMOS 和 PMOS 的交叉耦合消除了 $V_T$ 失配对 $I_Q$ 的影响
• $I_Q$ 由 $W/L$ 比例精确设定，与电源电压无关
• 适用于低电压工艺

4. $I_Q$ 的跨线性（Translinear）控制——Sansen 的独有贡献

跨线性（Translinear）电路利用晶体管指数（BJT）或亚阈值指数（MOS）关系的乘法特性，实现 Class AB 输出级静态电流 $I_Q$ 的高精度设定。

4.1 Translinear 环路的基本原理

BJT Translinear 环路： 基于 BJT 的指数 $I_C=I_S{e}^{V_{BE}/V_T}$，BJT translinear 环路的基本关系是沿闭合环路各结点的 $V_{BE}$ 之和为零：

$$\sum _{CW}{V}_{BE}=\sum _{CCW}{V}_{BE}$$

代入 $V_{BE}=V_T\ln (I_C/I_S)$：

$$\prod _{CW}\frac{I_C}{I_S}=\prod _{CCW}\frac{I_C}{I_S}$$

其中 CW 为顺时针方向，CCW 为逆时针方向。因此，BJT translinear 环路将乘法/除法运算转换为了电流的代数关系。

MOS 亚阈值 Translinear 环路： MOS 在亚阈值区同样呈现指数 $I_D=I_{D0}(W/L)e^{V_{GS}/(n{V}_T)}$，类比 BJT：

$$\sum _{CW}{V}_{GS}=\sum _{CCW}{V}_{GS}\Rightarrow \prod _{CW}\frac{I_D}{I_{D0}(W/L)}=\prod _{CCW}\frac{I_D}{I_{D0}(W/L)}$$

MOS translinear 环路的精度受体效应和 $W/L$ 匹配影响，总体不如 BJT 方案。

4.2 Translinear $I_Q$ 设定的定量推导

Sansen 方案的核心是利用 translinear 环路产生与输出管电流相关的偏置电压：

以 BJT 为例，考虑一个四管 translinear 环路（$Q_1$-$Q_4$，其中 $Q_1$/$Q_2$ 为输入侧，$Q_3$/$Q_4$ 为输出侧偏置管）：

$$V_{BE1}+V_{BE2}=V_{BE3}+V_{BE4}$$

代入指数关系得：

$$\frac{I_{C1}{I}_{C2}}{I_{S1}{I}_{S2}}=\frac{I_{C3}{I}_{C4}}{I_{S3}{I}_{S4}}$$

当 $I_{S1}=I_{S2}=I_{S3}=I_{S4}$（匹配管）：

$$I_{C1}{I}_{C2}=I_{C3}{I}_{C4}$$

通过设置 $I_{C1}=I_{REF}$（参考电流），$I_{C2}=I_{C3}$（中间支路），即可得到：

$$I_{C4}=\frac{I_{REF}\cdot I_{C2}}{I_{C3}}=I_{REF}$$

进一步，将 $Q_4$ 与输出管 $Q_{out}$ 构成电流镜，即可精确设定 $I_Q=I_{REF}\cdot (W/L{)}_{out}/(W/L{)}_4$。

MOS 亚阈值版本类似，但需注意 $n$ 因子和体效应的修正：

$$\frac{(I_{D1}/(W/L{)}_1)\cdot (I_{D2}/(W/L{)}_2)}{(I_{D3}/(W/L{)}_3)\cdot (I_{D4}/(W/L{)}_4)}=1$$

4.3 与 V_BE 倍乘器方案的精度对比

维度	V_BE 倍乘器	Translinear 控制
原理	$V_{BB}=V_{BE}(1+R_1/R_2)$	电流乘法关系设定 $I_Q$
$I_Q$ 精度	一般（V_BB 微小变化导致 $I_Q$ 指数级变化）	高（直接设定电流比）
温度特性	依赖于 $V_{BE}$ TC 的匹配	好（translinear 环路 TC 自动抵消）
电源敏感度	受 R1/R2 比值精度和 V_BE 偏置影响	低（取决于电流源的精度）
最低电压	受限（需 V_BB ≈ 1.2-1.4V）	更低（可工作在亚 1V）
工艺迁移性	好（标准 CMOS 可用寄生 BJT）	好
面积	小（电阻+1个 BJT）	中（需多个匹配管）

V_BE 倍乘器的根本局限：$I_Q\propto \exp (V_{BB}/n{V}_T)$，V_BB 的微小误差被指数放大。例如 $V_{BB}$ 变化 12mV 导致 $I_Q$ 变化约 60%。Translinear 方案直接设定电流比，不受此指数放大效应影响。

4.4 温度特性分析

Translinear $I_Q$ 控制的温度稳定性优于 V_BE 倍乘器：

• BJT translinear 环路：各管 $V_T$ 和 $I_S$ 的温度效应在环路中自抵消，残留温度系数仅由参考电流 $I_{REF}$ 的 TC 决定
• MOS 亚阈值环路：除参考电流 TC 外，还需考虑 $n(T)$（约 1.5）的温度变化
• 若 $I_{REF}$ 使用 PTAT 电流，$I_Q$ 将具有正 TC（补偿输出管 $g_m$ 的负 TC）
• 若 $I_{REF}$ 使用零 TC 带隙基准，$I_Q$ 可在全温度范围内保持 ±5% 以内

4.5 设计要点总结

1. Translinear $I_Q$ 控制适用于 低电压（<1.5V） 和 高精度偏置 场景
2. BJT 方案优于 MOS 亚阈值方案（体效应和 $n$ 因子引入不确定性）
3. 参考电流 $I_{REF}$ 的精度直接决定 $I_Q$ 精度，建议使用带隙基准
4. 版图匹配（共心布局、虚拟器件）对确保 translinear 环路精度至关重要

5. Sansen vs Gray/Razavi/Allen/Baker

维度	Sansen Ch.12	Gray §5	Razavi	Allen §5.5	Baker §21
交叉耦合四象限	完整分析	未覆盖	未覆盖	未覆盖	未覆盖
自适应偏置	系统化	少量	未覆盖	未覆盖	少量
$I_Q$ 控制	translinear 控制	V_BE 倍乘	未覆盖	未覆盖	未覆盖
效率分析	√	√ 含 A/B/AB	√	√	√

Sansen 的独特价值：Ch.12 的交叉耦合四象限、自适应偏置和translinear $I_Q$ 控制是其他教材未覆盖的低电压 Class AB 设计技术。

关联页：Sansen 模拟集成电路设计精粹 深度解析 §12

---

📘 Huijsing OA 3e 补充——FFB/FBB 输出级分类（Ch.5）

Huijsing 按偏置方式将 Class-AB 输出级分为**前馈偏置（FFB）和反馈偏置（FBB）**两大类，每类下按输出结构分为三种子类型：

前馈 Class-AB 偏置 (FFB，§5.3)：

子类型	偏置产生	特点	典型 Fig.
电压跟随器	V_BE 倍乘器 + 互补跟随器	低输出阻抗	5-5/5-6
复合输出级	双向 V_BE 倍乘器 + 电压放大 + 电流放大	含电压增益	5-10
R-to-R 通用放大器	全 NPN 或 NMOS/PMOS 推挽 + Cc 补偿	摆率与偏置解耦	5-12/5-15

FFB 电压跟随器输出级（§5.3.1）：

• 基本推挽：$Q_{10}$/$Q_{11}$ 互补射极跟随器 + $V_{B1}$/$V_{B2}$ 前馈偏置
• V_BE 倍乘器偏置（Fig. 5-5）：$V_{BB}=V_{BE}(1+R_1/R_2)$
• 互补达林顿输出级（Fig. 5-6）：更高电流增益

FFB R-to-R 通用放大器输出级（§5.3.3）：

• 全 NPN 输出级（Fig. 5-12）：$T_6/T_7$ 电压放大 + $T_{10}/T_{11}$ 推挽
• NMOS/PMOS 输出级（Fig. 5-15）
• Schneider 推挽 R-to-R（Fig. 5-16）：$SR=I_{tail}/C_c$

反馈 Class-AB 偏置 (FBB，§5.4)：

子类型	反馈机制	特点	典型 Fig.
电压跟随器	检测输出管 $V_{BE}$ 反馈稳定 $I_Q$	静态电流精确	5-21
复合输出级	V_BE 倍乘器 + 反馈级 $T_{10}$	偏置稳定在高增益环路	5-22/5-23
R-to-R 通用放大器	正反馈偏置检测	高压摆率驱动	5-25/5-26/5-27

饱和保护和电流限制（§5.5）：

• 输出饱和保护：检测 $V_{CE}$/$V_{DS}$ 接近饱和 → 限制基极/栅极驱动（Fig. 5-28）
• 输出电流限制：检测 $V_{BE}$/$V_{GS}$ → 折返/恒定/限流三种模式（Fig. 5-29/5-30）

差异定位：FFB/FBB 分类是 Huijsing 独有框架。Gray §5 按 A/B/AB 分类；Sansen Ch.12 按交叉耦合/自适应偏置分类；Razavi 仅简要覆盖。Huijsing 的饱和保护/电流限制电路的系统化覆盖也是独有内容。

关联页：Huijsing Operational Amplifiers Theory and Design 深度解析 §5

---

📘 Ivanov《Operational Amplifier Speed and Accuracy Improvement》补充——Class AB 输出级的结构设计（Ch.7）

Ivanov Ch.7 对输出级设计的独特贡献在于：从结构设计方法出发的 Class AB 通用结构（用三个基本功能模块描述）、电流检测方法的系统分类，以及碰撞电离对 CMOS 输出级的影响。

Class AB 输出级的通用结构（§7.1，Fig. 7-3）——Ivanov 的独有系统化视角：

Ivanov 将所有 Class AB 输出级归纳为两个通用结构：

结构 A（Fig. 7-3a）——基于最小选择器（Minimum Selector）：

输入 → 电流传感器(N) → 最小值选择器(MIN) → 反馈放大器(G) → 输出管(N)
输入 → 电流传感器(P) → 最小值选择器(MIN) → 反馈放大器(G) → 输出管(P)

• 电流传感器检测输出管的瞬时电流
• 最小值选择器从 $I_L$ 和 $I_q$ 中选较小的 → 确保空载时 $I_q$ 主导，过载时 $I_L$ 被限制
• 反馈放大器 $G$ 调节输出管驱动，稳定 $I_q$

结构 B（Fig. 7-3b）——基于限幅整流器（Limiting Rectifier）：

• 使用非线性限幅单元替代最小值选择器
• 当某一边输出管电流超过 $I_q$ 时关断另一边的局部反馈环路

电流检测方法（§7.1，Fig. 7-7）——Ivanov 的系统分类：

#	方法	精度	功耗代价	实现
(a)	串联检测电阻	高	高（$I_L^{2}R$ 损耗）	直接
(b)	输出管 $V_{GS}$ 检测	中	零	利用 $g_m$ 关系
(c)	匹配镜像管检测	高	低（小面积镜像管）	最流行
(d)	镜像管+源极退化	高可控	极低（$R_s$ 进一步减小镜像电流）	高效
(e)	电流总线小电阻检测	中	低	紧凑

• Ivanov 强调：Class AB 反馈环路中应使用单级放大器或电流输入放大器以避免补偿问题（衔接 §2.4）

非线性单元（Nonlinear Cells）（§7.2，Fig. 7-8）——Class AB 的核心构建块：

• 需求：输出单调性、温度/工艺精度、双输入非零时输出不归零
• Bipolar 方案（Fig. 7-8a）：利用 $V_{be}$ 的对数依赖关系 → $V_{B,N}-V_{B,P}=f(I_{C,N}\cdot I_{C,P})$
• CMOS 方案（Fig. 7-8b/c/d）：可用双极或 CMOS 实现

实例分析（§7.2, Fig. 7-9, 7-10）：

• 微功耗双极 NPN Class AB 输出级（Fig. 7-9）：直接实现了 Fig. 7-3a 的结构 → 电流传感器+非线性单元+差分反馈放大器+参考电流 $I_3/R_3$ 设定 $I_q$
• CMOS R-to-R Class AB 输出级（Fig. 7-10a）：同样直接实现 Fig. 7-3a → 电流传感器 $M_{Ns},M_{Ps}$ + 非线性单元（Fig. 7-8d）+ $M_A$ 反馈放大器
• 对称低电压版（Fig. 7-10b/c）：输入同时加在两个输出管栅极 → 对称 Class AB；$M_A$ 可用差分对 $M_A/M_B$ 替换以适应更低电源电压

$I_q$ 的稳定性问题（§7）——Ivanov 的重点分析：

• 输出管尺寸通常按最大负载电流选择 → 空载时工作在弱反型（CMOS）或小电流区（BJT）
• PTAT 偏置对 $I_q$ 的重要性：保持 $g_{mout}$ 温度稳定 → $C_L$ 引入的附加极点时间常数 ${\tau }_{out}=C_L/g_{mout}$ 稳定
• 电源电压变化对 $I_q$ 的影响：需局部反馈环路抑制

CMOS 输出级的独特问题：碰撞电离（§7）——Ivanov 的独特覆盖：

• 短沟道 CMOS 输出管在大 $V_{DS}$ 和大 $I_D$ 时发生碰撞电离（Impact Ionization）→ 产生衬底电流
• 该电流可能在输出级和输入级之间形成寄生反馈 → 电流增益侵蚀（current gain erosion）
• 缓解措施：使用 Cascode 输出管或将 PMOS/NMOS 输出管设置在隔离阱中

限幅单元（Limiting Cells）（§7.2，Fig. 7-11）：

• 共栅晶体管：最简单的电流单向限幅器（“电流整流器”）
• 二极管连接晶体管：最简单的电压整流器
• 带放大器的改进型：精度提高但引入延迟
• 电流输入放大器（Fig. 7-11e）：延迟更小，但偏置电流流过负载

Ivanov vs 其他教材：Gray §5 按 A/B/AB 分类并以 V_BE 倍乘器为核心；Sansen §12 覆盖交叉耦合四象限和自适应偏置；Huijsing §5 以 FFB/FBB 分类。Ivanov 的独特贡献：① Class AB 的通用双结构模型（Fig. 7-3a/b）——其他教材均为特定拓扑实现；② 电流检测方法的系统分类（6 种方法）；③ 碰撞电离对 CMOS 输出级的影响。特别是电流传感器+非线性单元+反馈放大器的模块化分解，为设计者提供了生成新电路拓扑的方法论工具。

关联页：Ivanov Operational Amplifier Speed and Accuracy Improvement 深度解析 §7