Ivanov OpAmp Ch6: 中间放大级
中间放大级（Intermediate Amplification Stages）连接输入级与输出级，负责电平移位、电流增益补充和电压/电流放大。本章系统分析折叠共源共栅（Folded Cascode）中间级的电路实现与设计优化，包括浮动电流源、增益提升、电流镜像噪声优化及电压跟随器。本文基于Ivanov & Filanovsky (2004) Ch.6提炼。
前后关系
前置知识：
- Ivanov OpAmp Ch4 - 增益结构与频率补偿 — gain boost原理与增益级/放大级区分
- Ivanov OpAmp Ch5 - 输入级设计 — 输入级输出到中间级的信号通路
- 套筒与折叠Cascode运放 — 折叠共源共栅基本分析
本书内部链条：
- Ch.5（输入级）→ Ch.6（本文）→ Ch.7（输出级）→ Ch.9（设计实例中折叠共源共栅尺寸设计）
外部关联：
- 电流镜基础与Cascode电流镜 — 电流镜基本结构
- Cascode与多管放大级 — 基本共源共栅结构
§6.0 中间级概述
中间级的基本任务
- 电平移位（Level Shifting）：将输入级输出电平移至输出级输入所需范围
- 电流增益补充：双极OpAmp中，β=50-200，至少需要4级电流放大才能达到90-100dB电流增益
- 差分-单端转换：将输入级差分信号转换为单端信号（通过电流镜实现）
- 单电源操作能力：如Fig. 6-1a的简单直连在输入接近负轨时失效 → 需折叠共源共栅（Fig. 6-1b）
关键约束
中间级必须是放大级而非增益级——不能恶化OpAmp速度：
- 可选组态：共栅（CG/CB）和共漏（CD/CC）
- 可通过本地反馈改善输入/输出阻抗（§4.3）避免转换为增益级
噪声与失调考虑
- 电流镜像管噪声Vnmr → 等效输入噪声 = Vnmr·gm2/gm1
- 镜像管面积应与输入对相当，gm2应尽量小（长沟道、强反型、源退化电阻）
- 折叠共源共栅中的电流源I1、I2同样贡献噪声和失调，传递系数1/gm1
§6.1 浮动电流源（Floating Current Source）
基本结构（Fig. 6-4）
| 元件 | 功能 |
|---|---|
| I_ref + Mref | 产生参考Vgs |
| M10 | 复制Mref电流 |
| M11 | 二极管连接，保持VdsM10 = VdsMref |
| A1 | 反馈放大器，保持VgsM10 = VgsMref |
A1实现（Fig. 6-4b）：PNP Q0/Q1 + 电流镜M12/M13 → 双极提供更好电流精度和更低失调。
低电源电压改进（Fig. 6-5）
- 最小电源电压从(VgsPMOS+VgsNMOS+Vsat) > 2.2V降至(Vgs+2Vsat) < 1.5V
- A1控制镜像管M4/M5替代专用M11管
- A1实现：差分对M12/M13 + 电流镜M14/M15
精度改进（Fig. 6-6）
- Mref/M4共源共栅 → 漏电压相等、不依赖电源变化
- A1中的M16/M17提供额外增益提升
§6.2 折叠共源共栅的电流镜
噪声与失配定量分析
镜像管M2/M3和M4/M5的Vnmr → 输出电流噪声Inmr = Vnmr·gm2 → 输入等效 = 2Inmr/gm1
降低噪声/失配的方法：
| 方法 | 代价 |
|---|---|
| 镜像管面积≈输入对面积 | 大寄生电容 |
| 长沟道 + 强反型 → gm2↓ | — |
| 源/射极退化电阻（>4VT ≈ 100mV） | Vds余量仅剩≈300mV |
| 镜像管电流减小 | 需平衡其他参数 |
电压余量约束（Fig. 6-7）
- 单电源工作时，折叠共源共栅输入a,b电压需Va,b < (VgsM0,M1 – Vsat) ≈ 0.5V
- 退化电阻上压降100-150mV → M2/M3的Vds仅剩~300mV
- M2/M3应避免三极管区（否则噪声恶化、增益下降）
- 高压侧（M4/M5-M8/M9）设计类似
偏置电压源
- 简单方案：电流源+二极管连接MOS（Fig. 6-8a）
- 改进方案：Fig. 6-8b中VdsM2不依赖VN
- 小电容（~0.5pF）应常规添加至每个电压源节点
高速设计要点
- 折叠共源共栅输入节点a,b处等效电容大（输入管+镜像管大尺寸导致的寄生）
- 与源阻抗1/gm7形成附加极点 → 若Ca < gm7/2GBW，折叠共源共栅会变增益级
- 共源共栅管M7/M9：最小L、宽、Vgs≈VTH以最大化gm
- 更宽不会改善gm7,9，只会增加寄生
大电流瞬态行为（Fig. 6-9、6-10）
- 摆率期间，尾电流和Cgd电流流过折叠共源共栅输入 → 可超过IF
- 输入a（正相）：M7关断、电压不可控上升 → 需箝位电路（Fig. 6-10）
- 输入b（反相）：压降可低于负轨 → 激活寄生体二极管 → 版图需保护环
§6.3 折叠共源共栅中的直接电压增益提升（Fig. 6-11、6-12）
四种实现对比
| 实现 | 放大器类型 | 特点 |
|---|---|---|
| (a) 差分对M10/M11+电流镜M12/M13 | 电压输入 | 单级，简单，负载电容不影响稳定性 |
| (b) 折叠共源共栅实现 | 电压输入 | 增益和失调更好，但有额外延迟，需补偿 |
| (c) M10/M11电流输入放大器 | 电流输入 | 最快最简单，但I1/I2贡献噪声和失调 |
| (d) Fig. 4-8c的增益提升型 | 级联增益提升 | 可实现极高DC增益 |
摆率期间箝位（Fig. 6-12）
- 摆率时增益提升放大器进入非线性 → M7栅极电压不确定
- M11/M12箝位管限制栅极电压 → 消除恢复延迟
§6.4 利用电流镜的电压增益提升
基本结构（Fig. 6-13）
电流镜作为差分对有源负载时，添加放大器A1提升等效阻抗：
- 简单电流镜增益：gm1·Za
- 加A1后增加 ≈ A1·gm2·Za倍
- 负反馈环路M2-b-A1保证无pole-zero doublet
电流输入实现（Fig. 6-13c）
- M30/M31电流输入放大器
- 仿真结果（CMOS 0.6μm）：增益显著提升
在折叠共源共栅中的应用（Fig. 6-14、6-15）
四种变体（Fig. 6-14）：
| 版本 | 特点 |
|---|---|
| (a) 直接修改 | 最直接 |
| (b) M6重用作反馈放大器A1的一部分 | 元件复用 |
| (c) 新增M40 | 需电压移位源V1提供VdsM40余量 |
| (d) 等效(a)，M6可选 | — |
§6.5 电压跟随器（Voltage Follower）
作用
- 双极OpAmp中的电流放大级（共需4-5级电流放大）
- CMOS功率OpAmp中驱动大Cgs输出管
- 也可作为输入/输出间的中间级（替代折叠共源共栅）
基本实现
- 共漏（共集电极）组态：Rout = 1/gm
- 用电流增益提升降低输出阻抗（Fig. 4-9、4-10）
改进型跟随器（Fig. 6-16）
| 版本 | 特点 |
|---|---|
| (a) 基础型 | 输入范围有限 |
| (b) 改进输入范围 | 消除限制 |
| (c) 大电流sink/source能力 | V0定义M3/M1静态电流 |
| (d) +电压增益提升 | 进一步改善 |
| (e) 简化为单管增益提升 | 高sink/source能力 |
双极OpAmp中的应用（Fig. 6-17）
- 双极OpAmp示例：两电压增益级（差分对Q0/Q1 + 输出QN/QP）
- 四等效电流放大级（Q0/Q1、QP/QN、Q5、Q7/Q8增益提升）
- 电压跟随器Q5使用Fig. 6-16c结构
- V0由二极管D0/D1和I4生成
LDO输出级应用（Fig. 6-18）
- 单增益级结构（M0/M1 + 跟随器M4）→ 任意负载稳定
- 跟随器M4含高sink/source能力的电流增益提升M5/MN/MP
关键公式汇总
| 公式 | 说明 |
|---|---|
| Vnmr输入等效 = Vnmr·gm2/gm1 | 镜像管噪声输入等效 |
| Ca ≈ Cgd1+Cdb1+Cgd3+Cdb3+Cgs7 | 折叠共源共栅输入节点等效电容 |
| 增益级条件：Ca < gm7/(2·GBW) | Ca过大→折叠共源共栅转为增益级 |
| Rout(源随) = 1/gm | 简单共漏输出阻抗 |
| VdsM2 ≈ 150-300mV | 源退化后镜像管余量 |
| (VgsPMOS+VgsNMOS+Vsat) > 2.2V | 基本互补折叠共源共栅最小电源 |
| (Vgs+2Vsat) < 1.5V | 低电压改进型最小电源 |