Ivanov OpAmp Ch5: 输入级设计
输入级决定OpAmp的噪声和精度特性。本章系统分析轨到轨输入级的恒定gm技术、CMRR/PSRR提升方法、多种修调（Trimming）技术以及输入保护电路设计。本文基于Ivanov & Filanovsky (2004) Ch.5提炼。
前后关系
前置知识：
- Ivanov OpAmp Ch4 - 增益结构与频率补偿 — gain boost技术在输入级应用
- 差分放大器与失调分析 — 差分对基础
本书内部链条：
- Ch.5（本文）→ Ch.6（中间级）→ Ch.7（输出级）→ Ch.8（特殊功能）→ Ch.9（设计实例）
- Ch.3偏置→ Ch.5输入级偏置对失调修调的影响
- Ch.4 gain boost→ Ch.5 cascoded输入级
外部关联：
- 失调消除技术 — Auto-zero与Chopping
§5.0 输入级概述
输入阻抗四分类
电压输入OpAmp的输入级可按输入阻抗分为4种类型：
| 类型 | 差分阻抗 | 共模阻抗 | 应用 |
|---|---|---|---|
| 1 | 高 | 高 | 工业主流——差分对输入 |
| 2 | 高 | 低 | — |
| 3 | 低 | 高 | 高速视频OpAmp（共栅输入） |
| 4 | 低 | 低 | Norton放大器（已淘汰） |
输入级关键参数
小信号：跨导gm、输出电阻、寄生输出电容 大信号：gm对差分输入电压的依赖性、输出电流限制、差模/共模输入电压范围 误差参数：失调电压Voff、温漂dVoff/dT、CMRR、PSRR、闪烁噪声、高频噪声、输入偏置电流
CMOS输入级设计要点
| 要求 | 设计对策 |
|---|---|
| 低失调和闪烁噪声 | 大输入器件面积 (WL)，Voff = Vmtch/√(WL) |
| 低高频噪声 | 尾电流越大越好（10-40% Iq） |
| 尾电流设计 | 通常为Iq的第二大贡献者（仅次于输出级） |
| 工作区 | 弱反型（gm≈I_D/2V_T，类似BJT） |
| 输入器件尺寸 | 最宽最短，弱反型操作 |
CMOS vs BJT输入级对比
| 参数 | CMOS | BJT |
|---|---|---|
| 闪烁噪声 | 大（表面效应），∝1/(WL) | 小 |
| 输入偏置电流 | 极小（ESD漏电，高温5-10nA） | 大（β有限） |
| Voff温漂与失调的相关性 | 不相关（10μV/°C常见） | 成正比（修调可降低温漂） |
| 机械应力敏感度 | PMOS≈PNP为NMOS≈NPN的1/3 | 类似 |
§5.1 轨到轨输入级与恒定gm
带宽稳定性要求
OpAmp带宽 GBW = gm/CM，CM工艺变化可达10%。gm变化应控制在相同范围。
gm匹配偏置（§3.2）：输入级gm变化由偏置核心电阻工艺变化决定（≈10%）。
互补NMOS/PMOS差分对（Fig. 5-1）
最流行的R-t-R输入级由NMOS和PMOS差分对并联加尾电流控制电路构成。
恒定gm原理（弱反型）：MOS在弱反型的gm∝I_D → 保持尾电流之和恒定即可保持总gm恒定。
最小电源电压：VgsPMOS + VgsNMOS + 2Vsat ≈ 1.8-2.2V。
1.8V改进型（Fig. 5-2）：PMOS体偏置→VTH降低200-300mV。
gm波动补偿（Fig. 5-3）
强反型下电流转移可能导致gm尖峰高达40%。Fig. 5-3的补偿电路通过复制PMOS尾电流和跨导线性最小选择电路，将gm变化控制在<5%。
切换效应
PMOS/NMOS切换会改变噪声特性和摆率行为，并引起几mV的失调变化。正常操作中通常只用PMOS对，NMOS对用于防止启动/瞬态时的条件不稳定。
自举尾电流源（单输入对方案）
单差分对+自举电压源（片内电荷泵）实现R-t-R，避免切换点问题[39]。电荷泵纹波需极小（否则泄漏到输出），频率最好>GBW以便OpAmp自身滤波。
§5.2 CMRR/PSRR提升
系统性方法
从次稳压偏置核心（§3.5）开始 → 高输出阻抗电流镜分配电流 → 共源共栅管短窄 → 旁路电容在共源共栅栅极 → 输入对共源共栅 + 专用反馈环路稳定Vds。
尾电流源改进（Fig. 5-4）
在Fig. 3-14基础上添加电流输入放大器M5，增益提升M3/M4，保持M0/M1漏电压相等 → 输出电流变化仅由M3/M4对失调电压决定。
输入对共源共栅（Fig. 5-5, 5-6）
原理：在”温室条件”下工作——恒定尾电流、恒定Vbs、稳定Vds。
| 结构 | CMRR | 特点 |
|---|---|---|
| 经典共源共栅（Fig. 5-5a） | — | VdsM0,M1随共模变化 |
| 有源反馈共源共栅（Fig. 5-5b） | 100-120dB | 两个独立反馈环路A1,A2稳定Vds，同时提供gain boost |
CMOS实现（Fig. 5-6）：
- 弱反型输入对：Vds只需4-5VT
- 共源共栅管M2/M3：面积可小（不贡献噪声），但引入极点
- 反馈环路A1/A2降低M2/M3源端阻抗 → 改善高频性能
- 使用I2/2电流源替代电流镜 → 消除镜像延迟
体电压控制（Fig. 5-7）
正偏V1→VgsM0,M1↑，负偏V2→VgsM2,M3↓ → 单电源输入能力+>100dB CMRR [59]
高频PSRR
由整体补偿方案决定（不依赖输入级）。增强型Miller补偿（Fig. 4-12b/c）或单级OpAmp结构可大幅改善高频纹波抑制。
§5.3 修调技术
五种修调技术对比
| 技术 | 工艺要求 | 所需电流 | 可封装后修调 | 缺点 |
|---|---|---|---|---|
| 齐纳击穿（Zener-zapping） | 任何含齐纳的工艺 | A级 | 否（晶圆级） | 面积大、热波效应 |
| 金属熔丝（Fused link） | 任何工艺 | A级 | 否 | 同上 |
| 激光修调 | 额外钝化层 | 无 | 否 | 需开钝化窗、耐气候性降低 |
| 多晶硅熔丝（Poly fuse） | 标准CMOS | 20-40mA（片内晶体管可提供） | 是 | — |
| EPROM/Flash | 额外光罩 | — | 是 | 成本高，适用于已有闪存的系统 |
多晶硅熔丝（Poly fuse）（Fig. 5-12）是现代CMOS OpAmp最有吸引力的方案——无需额外工艺步骤，20-50比特足以存储失调和温漂修调信息。
常见电流传感器（Fig. 7-7）
| 类型 | 实现 | 特点 |
|---|---|---|
| (a) Vbe检测 | BJT | 单调函数 |
| (b) Vgs检测 | MOS | 单调函数 |
| (c) 匹配晶体管传感器 | MOS/BJT | 精确电流比 |
| (d) 源级退化传感器 | 加Rs | 降低传感器功耗 |
| (e) 总线电阻直接测量 | R1+R | 直接 |
§5.4 失调与温漂修调
六种方法（Fig. 5-13）
| 方法 | 操作 | 优点 | 缺点 |
|---|---|---|---|
| 1. 连接/断开支路输入管源 | 熔丝/激光 | 直接调整Vgs | 需互补开关（轨到轨输入） |
| 2. 切换支路输入管漏 | 熔丝 | 只需单类型开关 | — |
| 3. 调整电流镜退化电阻 | 激光/熔丝/齐纳 | 一种常用 | CMOS开关Ron使精度受限 |
| 4. 切换负载电流源栅极 | 熔丝/齐纳 | — | — |
| 5. 切换负载电流源漏极 | MOS开关 | 只需单类型管 | — |
| 6. 加可调电流源 | — | 灵活 | — |
CMOS温漂特点
- Voff与温漂不相关——修调失调不能改善温漂
- 典型温漂10μV/°C
- 正确设计下，温漂在110-120°C以下几乎恒定
- 新方法[15, 62]：使用两次温度测试消除主要线性分量 → 0.5-1μV/°C（box法），无需芯片ID
§5.5 输入保护
CMOS输入保护
| 防护类型 | 方法 |
|---|---|
| ESD（人体/机械/组合模型） | 边沿触发SCR、二极管+SCR组合（Fig. 5-15）、R-NMOS网络（Fig. 5-16） |
| 闩锁（Latch-up） | 保护环、间距控制、版图布局 |
| 栅氧击穿（输入过压） | 电阻+箝位（Fig. 5-18） |
| 超出指定共模范围 | 添加低质量辅助R-t-R输入级 |
ESD注意事项：
- ESD保护结是大面积pn结 → 大漏电流（高温显著）、大寄生电容
- 单阱工艺中NMOS漏极不能直接接VDD线（Fig. 5-17）
双极输入保护
| 防护类型 | 方法 |
|---|---|
| ESD | 更简单（击穿不造成不可逆损伤，只要不过热） |
| 过压保护 | 类似CMOS但电阻应尽量小（基极电流→噪声） |
| 相位反转防止（Fig. 5-19） | 输入共模低于负轨时，并行输入级Q5-Q8接管输出 |
关键公式汇总
| 公式 | 说明 |
|---|---|
| σ(Voff) = Vmtch/√(WL) | MOS输入对失调匹配 |
| GBW = gm/CM | OpAmp带宽 |
| gm(MOS,弱反型) ≈ I_D/(2V_T) | 弱反型跨导 |
| ω_t = gm/CM | 单位增益带宽 |
| V_off温漂(双极) ∝ V_off | 双极修调可降温漂 |
| V_off温漂(CMOS) ≈ 10μV/°C | CMOS与Voff不相关 |