Class-D音频性能测量

Class-D放大器使用与线性放大器相同的测试方法进行评估，但其开关特性对测量设备提出了特殊要求：高频残余能量和快速电压摆率可能导致分析仪输入级非线性。必须在放大器输出与分析仪之间插入无源低通滤波器。本章覆盖噪声、THD+N、FFT、IMD、频率响应、阻尼因子和串扰等关键测量项目。

20.1 Class-D对测量设备的特殊要求

20.1.1 残余高频能量

Class-D功率级的开关特性产生大量高频能量和快速电压/电流摆率。LC滤波器衰减超音频能量，但残余仍存在，主要源自：

• 电感并联寄生电容
• 滤波电容ESR/ESL
• 开关转换噪声尖峰（20MHz~数百MHz）

20.1.2 分析仪输入级问题

精密音频分析仪输入运放具有适中的摆率（高精度/低噪声的权衡），被Class-D输出的快速摆率驱动时会产生非线性 → 测量误差。

解决方案：在放大器输出与分析仪输入间加无源低通滤波器：

• Audio Precision AUX-0025/0040/0100（专为Class-D设计）
• 无滤波器Class-D（filterless）需额外外部RC滤波器

20.2 时域输出波形特征

拓扑	静态输出	残余纹波
半桥（双电源）	0V DC，偏移<±100mV	0.5~2V RMS
全桥（单电源）	$V_{RAIL}/2$ 中点	正弦/三角/梯形
全桥（双电源/BTL）	0V DC	同上

残余纹波频率：300kHz~1MHz（典型Class-D开关频率范围）。

20.3 噪声测量

噪声是首选测量项目——噪声底影响后续所有测量（SNR、THD+N、PSRR、串扰）。

• 未加权：20kHz或22kHz高频限制
• A加权：模拟人耳频率响应，数值更低（营销偏好）
  • 北美：A加权 + RMS检测
  • 欧洲：CCIR-468响应 + 准峰值检测
• AES17滤波器：减少过采样（ΣΔ变换器）引起的带外噪声放大

FFT噪声分析

FFT可区分：

• 白噪声（均匀分布）
• 离散频率噪声（AC线路哼声/嗡声）

对设计和故障排查极有帮助。

20.4 THD+N测量

20.4.1 原理

使用高精度低噪声测试信号 → 放大器输出 → 陷波滤波器去除基频 → 测量残余（全部谐波+噪声）。

20.4.2 THD+N vs 功率（1kHz典型）

两大特征：

1. 高功率突变：电压削波导致THD急剧上升
2. 低功率渐增：固定噪声底在低输出时占比增大

建议在1kHz之外增加其他测试频率：

• 低频（如100Hz）：揭示电源纹波/泵浦引起的失真
• 高频（如6.67kHz）：揭示环路增益降低的失真效应
  • 6.67kHz = 20kHz BW内可测量三次谐波的最高基频

20.4.3 THD+N vs 频率

• 高频THD+N上升 → 环路增益降低，误差校正能力减弱
• 低频THD+N上升 → AC耦合电容电压系数（X5R/X7R陶瓷电容）
  • 薄膜和铝电解电容无此问题
  • 若AC耦合电容在闭环之前 → 失真不被反馈校正

20.4.4 开关频率亚谐波

检查开关频率亚谐波是否落入20Hz~20kHz测量带宽：

• 250kHz开关频率 → 第12/13亚谐波（20.83kHz/19.23kHz）
• 500kHz参考设计 → 第24/25/26亚谐波

20.5 FFT分析

FFT提供频率特定信息，可将失真分类：

• 谐波失真：测试频率的整数倍/分数倍
  • 三次谐波比二次谐波更可闻
• 非谐波失真：AC线路哼声/嗡声

注意窗口函数的旁瓣特性对测量精度的影响。

20.6 互调失真（IMD）测量

IMD由两个或多个音频音调在非线性器件中拍频产生，新产生的音调可能非谐波相关，被认为比THD更能预测主观听感。

20.6.1 SMPTE IMD

• 美国标准：60Hz + 7kHz，4:1幅度比
• 检测PWM调制器线性度
• 低频大幅度信号偏置工作点 → 高频信号在不同工作条件下测试响应
• 对交越失真、削波、低频热失真敏感
• 高频失真分量因环路增益较低而更易检测

20.6.2 双音IMD（CCIF/DFD）

等幅、频率相近的两个正弦波：

• 系统带宽受限 → 更易揭示高频非线性
• 偶次IMD → 非对称非线性
• 奇次IMD → 对称非线性
  • LC滤波器电感（铁氧体磁芯磁滞/部分饱和）是常见来源
• 对放大器要求苛刻：高频需高线性度+高环路增益

20.6.3 瞬态IMD（TIM）

发生在负反馈放大器中，信号延迟使放大器无法校正快速瞬态失真：

• 瞬态期间增益级饱和 → 整个环路”开路”
• 需探测Class-D各级在瞬态测试中的输出 → 发现哪个级先饱和
• 可揭示摆率（SR）限制

20.7 摆率（Slew Rate）讨论

20.7.1 基本公式

$$SR=2\pi f\cdot V_{peak}$$

参考设计（100W/8Ω，28.28V RMS = ±40V peak），20kHz信号：

$$SR=2\pi \times 20000\times 40=5.03V/\mu s$$

对应8Ω负载电流摆率：$5.03/8=628.3mA/\mu s$

4Ω负载：$SR=3.55V/\mu s$，电流摆率 $888.4mA/\mu s$（更高要求）。

20.7.2 解调电感对摆率的限制

$$di/dt=V_L/L$$

参考设计（$L=22\mu H$，$V_{RAIL}=\pm 40V$）：

• 输出0V时：$di/dt=40/22\mu H=1.818A/\mu s$（正负对称）
• 输出+20V时：正向 $di/dt=20/22\mu H=909mA/\mu s$（减半），反向 $di/dt=60/22\mu H=2.73A/\mu s$

关键结论：

1. 解调电感限制输出电流摆率
2. 负载阻抗越低，所需电流摆率越高
3. 输出电压偏离0V时，正向摆率降低（与OCP响应时间相关）
4. 短路至电源轨的电流摆率高于短路至地

20.8 频率响应

• 开环Class-D：LC滤波器欠阻尼/过阻尼 → 高频响应偏差
• 闭环（LC前反馈）：同样受LC滤波器影响
• 闭环（LC后反馈，参考设计）：校正效果最佳
• 建议在1W之外测试多功率级，直到削波（不同频率可能在不同功率削波）

20.9 阻尼因子（Damping Factor）

$$DF=\frac{Z_{LOAD}}{Z_{OUT}}$$

• DF > 100（8Ω负载）→ $Z_{OUT}<80m\Omega$
• 高开环增益 + 高负反馈 → 降低闭环输出阻抗
• LC前反馈的极限：输出阻抗不低于电感DCR
  • 参考设计电感DCR = 60.75mΩ → 理论最大DF = 8/0.06075 = 131.7
  • LC后反馈可进一步改善
• 连接器、PCB走线、扬声器线缆阻抗均会降低DF

20.10 串扰测量

20.10.1 定义与规格

$$Crosstalk=20{\log }_{10}\left(\frac{V_{victim}}{V_{aggressor}}\right)$$

场景	典型要求
立体声对内	≥ -60dB
独立通道间（如不同房间）	≥ -80dB

20.10.2 测量方法

攻击通道扫频扫幅 + 受害者通道空闲（输入端接）：

• 非线性跳变 → 阈值效应
• 串扰随频率上升 → 容性耦合
• 加载/卸载对比：电流敏感 → 感性；仅电压敏感 → 容性

20.10.3 三角波串扰机制

固定频率设计中，共享三角波信号上的开关噪声可过早触发受害者通道的PWM比较器：

• 空闲时50%占空比，噪声尖峰导致开关抖动
• 听起来像低保真度的攻击通道信号馈通
• 解决方案：独立缓冲/独立三角波发生器/仔细布线

参考文献

• Audio Precision. (n.d.). Audio power amplifier testing.
• Cordell, B. (2019). Designing Audio Power Amplifiers (2nd ed.). Routledge.
• Hofer, B. (2003). Measuring switch-mode power amplifiers. Audio Precision white paper.
• Otala, M., & Leinonen, E. (1977). The theory of transient intermodulation distortion. IEEE Trans. ASSP-25(1).
• Palmer, R. (2019). Guidelines for measuring audio power amplifier performance. TI SLOA068A.

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