Bakker芯片原型实现

Bakker芯片原型实现 — CMOS智能温度传感器三种原型

Bakker & Huijsing 专著《High-Accuracy CMOS Smart Temperature Sensors》Ch.5 描述了三款 CMOS 智能温度传感器原型芯片，分别面向轮胎监测（超低功耗 3μA）、通用环境温度传感（首款 ±1°C 免校准）和远程微处理器热管理（单晶体管远程测温）。本文基于 Ch.5 全章提炼，覆盖每款原型的应用背景、系统架构、关键电路设计、创新技术和实测数据。

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前后关系

前置知识：

• CMOS智能温度传感器原理 — 温度传感前端原理（含 Bakker Ch.3 带隙基准设计）
• CMOS温度传感器ΣΔADC与电路实现 — ΣΔ ADC 与电荷平衡（含 Bakker Ch.4 设计）
• 失调消除技术 — 动态失调补偿技术（含嵌套斩波）

本书内部链条： Ch.2 失调消除 → Ch.3 带隙基准 → Ch.4 传感器设计 → Ch.5 原型芯片实现（本文）

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1. 三款原型总览

参数	原型 1：轮胎监测传感器	原型 2：高精度温度传感器	原型 3：远程微处理器温度传感器
应用	汽车轮胎压力监测系统 (TPMS)	通用环境温度传感（LM75 兼容）	笔记本电脑 CPU 热管理
工艺	2μm / 0.7μm CMOS	0.7μm CMOS	0.7μm CMOS
芯片面积	12mm²（含压力接口）→5mm²	4.5mm²（含远程接口）→2mm²（独立）	4.5mm²（与原型 2 共享）
传感器核心面积	1.5mm²	0.7mm²	+0.3mm²（远程接口）
温度范围	-40°C 到 +130°C	-55°C 到 +125°C	-20°C 到 +125°C
免校准精度	±5~7°C（需两点校准 → ±1°C）	±1°C（首款免校准 CMOS 传感器）	±2°C（70~100°C）
功耗	3μA @ 2 samples/s（极致低功耗）	50μA（I²C 非活跃）~500μA（活跃）	100μA（I²C 非活跃）~500μA（活跃）
接口	自定义数字接口	I²C 总线	SM-bus / I²C
本章章节	§5.1	§5.2	§5.3

三款传感器共享相同的核心技术基础：substrate pnp 温度传感 + PTAT 电流生成 + 一阶连续时间 ΣΔ 调制器 + 斩波/嵌套斩波失调消除。但针对不同的应用场景，在功耗、精度、接口和测温方式上做了差异化设计。

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2. 原型 1：轮胎监测温度传感器（§5.1）

2.1 应用背景与动机

轮胎监测系统（Tyre Monitoring System）的需求源于：

• 超过一半的公路车辆轮胎气压不足
• 0.2 bar 欠压 → 油耗显著增加 + 轮胎寿命缩短
• 温度信息用于补偿压力传感器的热交叉灵敏度
• 轮胎温度可间接检测爆胎/漏气（压力正常但温度异常升高）

系统架构（Fig. 5-1）：每个轮胎内安装一个模块，包含压力传感器 + ASIC（含智能温度传感器）+ 微控制器 + 射频发射器 + 电池（3V 锂电池，2Ah）。数据通过 434MHz/869MHz/2.456GHz 射频信号传输到驾驶舱接收器。

核心挑战：

• 极端低功耗：电池容量 2Ah @3V，需支撑 6 年轮胎寿命
• 总系统平均电流 < 40μA（微控制器和发射器占大部分）
• 留给温度传感器：仅 3μA 平均电流

2.2 目标规格（Table 5-1）

参数	最小值	典型值	最大值	单位
电源电压	2.4	3.0	3.6	V
平均电源电流		3		μA（@3V, 2 samples/s）
温度范围	-40		130	°C
不准确度			±1	°C
带宽		2		samples/s
分辨率		8		bits

2.3 设计考虑

A/D 转换方案选择：

• 汽车环境存在大量点火噪声干扰 → 需要积分型 ADC 实现噪声抑制
• 一阶连续时间 ΣΔ 调制器是最优选择：低功耗 + 天然抗混叠 + 内置噪声整形
• 高阶 ΣΔ 调制器功耗更高、采样时间更短 → 干扰抑制更差
• 采样型 ΣΔ 调制器干扰抑制能力也更差

工艺选择：

• 压力传感器接口需要高性能开关（电容式读数）→ 需要 CMOS
• 双极/BiCMOS 工艺可提供高性能 BJT，但价格过高
• 最终选择 标准 CMOS 工艺

2.4 模块级设计

2.4.1 系统框图（Fig. 5-2）

温度传感器和参考模块生成的信号：

• $I_{temp}$：温度相关电流
• $I_{ref}$：参考电流
• $I_{bias}$：偏置电流

操作时序：

1. 每个采样周期开始：ΣΔ 调制器、计数器和定时器复位
2. count-en 变为高电平 → 计数器统计比特流中 1 的数量
3. 定时器计时结束 → count-en 变为低电平，dav 变为高电平（数据有效）
4. Power-down 功能：采样完成后完全断电，模拟模块无偏置电流
5. 采样时间需尽可能长以抑制干扰，但不能超过平均 3μA 的功耗预算

2.4.2 低功耗高精度 PTAT 电流生成器（§5.1.4, Fig. 5-3）

核心电路参数：

• 发射极面积比：$n=8$
• PTAT 电流公式：

$$I_{ptat}=\frac{1}{R_{ptat}}\cdot \frac{kT}{q}\ln 8$$

• 标称 $R_{ptat}=100$kΩ → $I_{ptat}\approx 500$nA @300K
• 灵敏度：约 1.7nA/°C（泄漏电流在 100°C 以上可达 nA 级，可能引起老化问题）

电流精度提升技术：

• 第一放大器级（M11–M14）加入斩波（chopping）
• 输入级和镜像管的失调都被调制到斩波频率
• 斩波频率 = 时钟频率
• 部分滤波由 Miller 电容 $C_m$ 完成，主要滤波由 ΣΔ ADC 实现（ADC 充当数字低通滤波器，在时钟频率及其谐波处有陷波）

两级放大器设计：

• 单级方案需要 $g_m=500$μA/V → 至少 20μA 电流
• 两级方案：长输入管 M11/M12 + 所有镜像管加共源共栅 → DC 增益约 200
• 总电流仅 3μA，据作者称是当时最低功耗的同类设计

上电/掉电电路：

• power-on 为高 → M32（窄长管）导通 → 极小电流启动电路
• power-on 为低 → M31 导通，将 M22–M26 栅极拉到 Vdd → 完全断电
• 启动后数时钟周期内 M32 电流被关闭以提高精度

2.4.3 温度电流和参考电流生成（Fig. 5-4）

• $V_{BE}$ 通过 A2/M20/Rbe 转换为电流（室温约 1μA）
• $I_{be}$ 被 4 分频后分两路：
  • 左路 + 0.5 倍 $I_{ptat}$ → $I_{ref}$（与温度无关的参考电流）
  • 右路从 0.75 倍 $I_{ptat}$ 中减去 → $I_{temp}$（温度信号电流）
• Kelvin-to-Celsius 转换：$I_{temp}=0.75I_{ptat}-I_{be}/4$，充分利用 ΣΔ 调制器动态范围
• 总功耗：约 7μA

2.4.4 ΣΔ 调制器（Fig. 5-5, Eq. 5-2）

比特流输出：

$$\text{bitstream}=\frac{1.5I_{ptat}-I_{be}}{I_{ptat}+I_{be}}$$

• 温度范围两端设计：
  • 低温端（-40°C）：bitstream ratio = 0.1
  • 高温端（+130°C）：bitstream ratio = 0.9
  • 两端各留约 10% 裕量用于校准

积分电容 $C_1=60$pF：芯片面积与精度之间的权衡

• 更大的电容 → 更小的开关电荷注入问题
• 允许更低的时钟频率 → 斩波频率也可以更低 → 残余误差更小（$\propto f_{chop}$）

时钟频率选择：16kHz（可从低成本 32kHz 手表晶振分频获得）

• 8 位分辨率 → 最大采样速度 = 16kHz/256 ≈ 60 samples/s
• 但只需 2 samples/s → 可通过占空比实现极低平均功耗

参考电压 $V_{ref}=1.2$V：确保 $I_{ref}$ 和 $I_{temp}$ 电流源的共源共栅管工作在饱和区

2.4.5 功耗分配

模块	连续工作电流
PTAT 电流生成 + 参考	7μA
ΣΔ 调制器	10μA
数字部分	~3μA
总计（连续工作）	~20μA
@2 samples/s（等效）	<3μA（实际受泄漏限制 ~3μA）

2.4.6 版图（§5.1.4, Fig. 5-6）

• 2μm 标准 CMOS 工艺实现
• 总芯片 12mm²（25% 数字单元）
• 温度传感器模拟部分（白色矩形）：1.5mm²
  • 电阻 $R_{be}$（640kΩ）和 $R_{ptat}$（100kΩ）占 ~20%
  • 积分电容 $C_1=60$pF 占 ~10%
• 后缩减至 0.7μm CMOS，面积降至 5mm²，测量结果无显著差异

2.5 实测结果（§5.1.5, Table 5-2, Fig. 5-7/5-8）

测量条件：

• 陶瓷 IC 封装，温度范围 -40°C 到 +120°C
• 电源范围 2.2V–5.0V 内全功能

实测规格（Table 5-2）：

参数	最小值	典型值	最大值	单位
电源电压	2.2	3.0	5.0	V
电源电流（标称 @3V, 2sps）		3		μA
采样期间电流		25		μA
温度范围	-40		120	°C
不准确度（两点校准后）		±1		°C
带宽		50		samples/s
分辨率		8		bits
时钟频率	25		40	kHz
电源调节抑制		0.1		°C/V
噪声		0.1		°C

精度数据：

• 3 个样本未校准误差：室温 ±5°C，全温 ±7°C（Fig. 5-7）
• @-20°C 和 +100°C 两点校准后 → 全温 ±1°C（Fig. 5-8）
• 连续工作：25μA，待机：2μA

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3. 原型 2：高精度免校准温度传感器（§5.2）

3.1 动机 — 低成本化

轮胎传感器市场很小，最大的市场在热管理应用（PC、家电），核心需求是低成本，而非超低功耗。

制造成本分析（Table 5-3，假设年销量 >100 万，单价 $1）：

成本项目	每片成本
设计	10¢
加工（工艺+芯片面积）	30¢
测试	15¢
划片/键合/封装	25¢
校准	20¢
总计	$1.00

免校准可节省约 25% 成本（校准 20¢ + 校准相关的额外工艺步骤和芯片面积）。

3.2 目标规格（Table 5-4）

完全兼容行业标准 LM75（National Semiconductor）：

参数	最小值	典型值	最大值	单位
电源电压	3.0	3.3	5.5	V
电源电流（I²C 非活跃）		250		μA
电源电流（I²C 活跃）			1000	μA
关断模式		1		μA
温度范围	-55		125	°C
不准确度（-25°C 到 +100°C）			±2.0	°C
不准确度（-55°C 到 +125°C）			±3.0	°C
转换时间		100		ms
分辨率		9		bits（0.5°C）

核心问题：能否在无需修调的条件下达到 LM75 的精度规格？

3.3 误差分析与可行性（§5.2.2, Table 5-5, Eq. 5-3/5-4）

基于轮胎传感器电路结构（Fig. 5-9），温度数据输出为：

$$\text{Tempdata}=\frac{I_{temp}}{I_{ref}}=\frac{1.5I_{ptat}-I_{be}}{I_{ptat}+I_{be}}$$

主要误差源分析（@300K）：

误差类型	符号	典型值	温度误差贡献
Q1/Q2 失调	$\sigma (V_{OS,Q})$	0.1mV	0.25°C
M12–M11 失配	$\sigma (M_{12,11})$	1.0%	1.3°C
M12–M14 失配	$\sigma (M_{12,14})$	1.0%	0.3°C
M12–M15 失配	$\sigma (M_{12,15})$	1.0%	1.8°C
M32–M31 失配	$\sigma (M_{32,31})$	1.0%	1.8°C
M21–M22 失配	$\sigma (M_{21,22})$	1.0%	0.3°C
M21–M23 失配	$\sigma (M_{21,23})$	1.0%	1.2°C
A2 失调	$\sigma (V_{OS,A2})$	1.0mV	0.25°C
$R_{ptat}$ 绝对散布	$\sigma (\Delta R_{ptat})$	4.0%	0.25°C
$R_{ptat}$/$R_{be}$ 失配	$\sigma (M_{ptat,be})$	0.1%	0.15°C
$V_{BE}$ 绝对散布	$\sigma (\Delta V_{BE})$	2.0mV	0.5°C
总 RMS（误差不相关）			3.2°C

其中电流镜失配是最大误差源。假设室温 $I_{ptat}\approx I_{be}$，$I_{ptat}$ 中 1% 的误差 $\Delta$ 导致（Eq. 5-4）：

$$\text{Tempdata}=\frac{1.5(1+\Delta )-1}{(1+\Delta )+1}$$

温度范围约 240°C（60K/0.25），1% 误差 → $0.62\times 1\%\times 240°C=1.5°C$。

可行性结论：

• 若对电流镜应用动态失调消除技术，残差可降至约 0.7°C
• 3-σ 生产带宽下：约 2.1°C，接近 LM75 的 ±2°C 规格
• 关键差异：无需任何单次校准即可达到此精度

3.4 设计创新（§5.2.3）

3.4.1 改进型 ΣΔ 调制器（Fig. 5-10/5-11, Eq. 5-5）

核心洞察：最大误差源来自 $I_{ptat}$ 信号路径的电流镜（M12–M15, M32–M31）

• 若能消除 $I_{ptat}$ 信号路径中的镜像管，精度可大幅提升

改进方案：

1. 使 ΣΔ 调制器仅需 sourcing $I_{be}$ 和 sinking $I_{ptat}$（而非双向 $I_{ptat}$）
2. 制作无镜像管的 sinking PTAT 电流源

实现方法（Fig. 5-10）：利用反向比特流信号控制开关 SI，将 sourcing $I_{ptat}$ 从调制器中消除。

改进后比特流输出：

$$\text{bitstream}=\frac{2I_{ptat}-I_{be}}{I_{ptat}+I_{be}}$$

相比轮胎传感器的 $1.5I_{ptat}-I_{be}$，$I_{ptat}$ 权重从 1.5 提升到 2，动态范围利用率更高。温度范围从 240°C 降至 200°C，但仍满足 LM75 的 180°C 范围要求（-55°C 到 125°C）。

3.4.2 高精度 sinking PTAT 电流生成器（Fig. 5-12）

无镜像管信号路径设计：

• Q1 和 Q2 的发射极通过 A1 环路保持等电压
• Q1/Q2 基极电压差 = $(kT/q)\ln (n)$
• PTAT 电流流过 R2，被 M1/M2 等分为两路 $I_{ptat}$，直接送入 ΣΔ 调制器
• 信号路径中无电流镜 → 消除对应的失配误差

基极电流补偿：

• Q2 的基极电流也流过 R2 → 引入误差
• 在 Q1 基极添加 R1（比 R2 小 n 倍），R1 上的压降恰好补偿此误差

主要不准确度来源：

• A1 运放失调
• M1/M2 失配
• 偏置电流 I1/I2 失配

嵌套斩波方案（Fig. 5-13）：

• A1 在时钟频率斩波（$f_{chop,high}$）
• A1+A2 在采样频率斩波（$f_{chop,low}$）
• A3 无放大，仅用于单端输出
• M1/M2 由 CH6 斩波
• Q1/Q2 由 S2/S3 斩波

斩波频率与残余误差分析：

• 最低斩波频率 = 采样频率 → 误差大致平方化（Eq. 5-7）
  • 1% 误差 $\to$ 0.0075% → 0.015°C
  • 10% 误差 $\to$ 0.75% → 1.5°C
  • 可接受 0.1°C → 需要 $I_{ptat}$ 误差 < 2.5%
• 提高斩波频率到时钟频率 → 误差完全消除（斩波发生在比较器决策时刻之间，ΣΔ 调制器”看不见”）
• 高斩波频率的代价：残余失调可达数百 μV（100μV → 1–2°C 温度误差）
• 嵌套斩波（Fig. 5-13）解决此矛盾：低频 ${\varphi }_L$ 消除残余失调 + 高频 ${\varphi }_H$ 消除 1/f 噪声

动态元件匹配（DEM）：

• 偏置电流比选择 $n=3$（方便四相 DEM，仅需两个控制信号：$cho{p}_{low}$ 和 $cho{p}_{high}$）
• 若 $n=7$ 需要 8 相 DEM 和三个控制信号

3.4.3 高精度 Ibe 生成器（Fig. 5-14）

• Ibe 发生器误差均 <1%
• 所有失配可通过采样频率斩波消除（无需嵌套斩波）
• $V_{BE}$ 由偏置电流 $I_{bias}$ 和衬底 pnp 管产生
• M31/M32 电流镜由 CH3 斩波
• M21/M22 电流分裂器由 CH4 斩波
• 所有斩波控制由低频采样信号 $cho{p}_{low}$ 提供

3.4.4 I²C 总线接口与控制

• 完全兼容行业标准 LM75 的 I²C 接口（由 Philips 设计）
• 新增超温/欠温看门狗（over-temperature / under-temperature watchdog）

3.5 版图（Fig. 5-15）

• 0.7μm 标准 CMOS 工艺
• 总芯片尺寸 4.5mm²（~50% 数字电路）
• 高精度温度传感器模拟部分：约 0.7mm²
• 独立版本（仅 LM75 功能）预计芯片尺寸 2mm²

3.6 实测结果（§5.2.4, Fig. 5-16, Table 5-6）

测试条件：

• 标准塑料 IC 封装
• -60°C 到 +130°C 全功能
• 电源范围 2.9V–5.5V

关键精度数据（24 个样本，同一批次，无校准）：

• -40°C 到 +80°C：±1°C（Fig. 5-16）
• 室温典型散布：±0.4°C
• 多个批次测试：室温误差全部在 ±1°C 以内

与 LM75 指标对比：

• 本批次 24 个样本在 -25°C 到 +100°C 范围内满足 ±2°C（LM75 限温范围规格）
• 3-σ 全生产带宽下并非完全保证 → 通过后续版本的曲率校正（降低高温端约 1°C）完全解决

实测规格（Table 5-6）：

参数	最小值	典型值	最大值	单位
电源电压	2.9	3.3	5.5	V
电源电流（I²C 不活跃）		50		μA
电源电流（I²C 活跃）			500	μA
关断模式		1		μA
温度范围	-55		125	°C
不准确度（-25°C 到 +100°C）			±2.0	°C
不准确度（-55°C 到 +125°C）			±3.0	°C
转换时间		100		ms
分辨率		10		bits（0.25°C）
电源调节抑制		0.2		°C/V
噪声		0.05		°C

历史意义：首款满足标准精度规格而无需任何校准的 CMOS 智能温度传感器。成果发表于 ESSCIRC’99 [5.7]。

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4. 原型 3：远程微处理器温度传感器（§5.3）

4.1 应用背景（Fig. 5-17）

笔记本电脑热管理的核心需求：

• 小型化 → 散热器质量最小化
• 可变 CPU 时钟频率 → 温度过高时自动降频
• 需要监控 CPU 结温（非仅环境温度）

系统架构（Fig. 5-17）：

• 温度测量芯片通过 SM-bus/I²C（基于 I²C [5.8]）与系统管理通信
• 持续测量 CPU 结温 + 环境温度
• 温度过高 → 系统管理决策：增加风扇转速或降低 CPU 频率
• 环境温度测量继承原型 2 的高精度温度传感器设计

4.2 高频干扰问题（Fig. 5-18）

核心挑战：CPU 高速时钟（高达 450MHz）产生强干扰

• 干扰通过衬底耦合到双极晶体管
• 实测基极-发射极电压上的尖峰超过 300mV
• 传感器信号仅约 $200\mu$V/°C

高频干扰对 DC 特性的影响（Eq. 5-8~5-10）： 假设干扰源为三角波信号，通过寄生电容 $C_j$ 耦合到发射极：

干扰电流 $\Delta I_c$ 为方波，平均 $V_{BE}$ 为：

$$V_{BE}=\frac{1}{2}\left[\frac{kT}{q}\ln \frac{I_c(1+\Delta )}{I_s}+\frac{kT}{q}\ln \frac{I_c(1-\Delta )}{I_s}\right]$$

化简得：

$$V_{BE}=\frac{kT}{q}\ln \left(\frac{I_c\sqrt{1-{\Delta }^2}}{I_s}\right)$$

高频干扰改变了双极晶体管的 DC 特性，即使理想积分也不能完全消除误差。

缓解措施：

• 偏置电流限制在 100μA（与 CPU 供应商协商确定）
• 外接基极-发射极电容（最大 2.2nF）
• 最终规格：±2°C（70°C–100°C），±3°C（-20°C–125°C），8 位分辨率（1°C）

4.3 单晶体管温度传感器接口设计（§5.3.3, Fig. 5-19）

方案对比：

方案	原理	所需动态范围	优缺点
模拟 S&H	电容存储第一个 $V_{BE}$，与第二个做差	N/A	漏电流大（高温时严重），需大电容
全数字法 1	两次独立 ADC → 数字相减	77dB（13 bits）	ADC 要求极高
全数字法 2	13-bit ADC+数字寄存器+13-bit DAC 反馈环路	精度不重要	大量芯片面积
本文方法	6-bit 粗采样 + 两步细量化	58dB（10 bits）	面积高效，无泄漏问题

本文提出的方法（Fig. 5-19）：

1. 相位 1（粗采样）：6 位精度（~10mV）采样高偏置电流（100μA）下的 $V_{be10}$
2. 相位 2：从 $V_{be10}$ 中减去 20mV 偏移 $V_1$ 得到 $V_s$（确保 $V_s$ 介于 $V_{be10}$ 和 $V_{be1}$ 之间）
3. 相位 3：量化 $V_{be10}-V_s$（正数）
4. 相位 4：量化 $V_s-V_{be1}$（正数）
5. 数字相加：$(V_{be10}-V_s)+(V_s-V_{be1})=V_{be10}-V_{be1}=\Delta V_{BE}$

优势：

• ADC 输入信号最大仅 80mV（而非 700mV 全范围 $V_{BE}$）
• 所需精度 100μV → 动态范围 58dB（10 位），而非 77dB（13 位）
• 数字 S&H 仅需 6 位分辨率 → 面积极小

4.4 详细设计（§5.3.4）

• ΣΔ 调制器：与原型 2 高精度传感器共享
• 环境温度和 CPU 温度分时转换
• 转换 CPU 温度时，环境温度的 $I_{ptat}$ 和 $I_{be}$ 信号被添加为参考信号

单晶体管温度传感器接口实现：

• 电流模式仪表放大器替代电压模式（Fig. 5-19 中的 instrumentation amplifier）
• 偏置电流 I1/I2 动态匹配
• 数字 S&H：比较器 + 计数器 + 电阻串型 6 位 DAC
• 计数器额外 8 位用于数字滤波
• 20mV 偏移在 DAC 中实现，可通过控制线开关

4.5 版图

• 与原型 2 高精度传感器共享芯片（Fig. 5-15）
• 单晶体管温度传感器接口面积：0.3mm²
• ΣΔ 调制器共享（无需额外面积）
• 控制逻辑略有扩展

4.6 实测结果（§5.3.5, Fig. 5-20, Table 5-7）

精度数据（30 个样本，同一批次，无校准，Fig. 5-20）：

• 0°C 到 +80°C：±2°C
• 室温典型散布：±1°C
• 多个样本误差重合（因分辨率 1°C 限制）

实测规格（Table 5-7）：

参数	最小值	典型值	最大值	单位
电源电压	2.9	3.3	5.5	V
电源电流（I²C 不活跃）		100		μA
电源电流（I²C 活跃）			500	μA
关断模式		1		μA
温度范围	-20		125	°C
不准确度（+70°C 到 +100°C）			±3.0	°C
不准确度（-20°C 到 +125°C）			±5.0	°C
转换时间		100		ms
分辨率		8		bits（1°C）
电源调节抑制		0.2		°C/V
噪声		0.1		°C

改进方向：

• 全范围硬连线偏移 -1°C + 曲率校正 → 可达到 ±2°C（70°C–100°C）和 ±3°C（-20°C–125°C）的规格

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5. 结论与本书核心贡献（§5.4）

Bakker & Huijsing (2000) 的三款原型芯片，共同验证了 CMOS 智能温度传感器的商业可行性：

1. 轮胎监测传感器（§5.1）：证明了 CMOS 工艺下实现 μW 级功耗 温度传感器的可行性（3μA @ 2sps）
2. 高精度免校准传感器（§5.2）：首次实现 ±1°C 免校准精度，标志着 CMOS 智能温度传感器可替代校准型器件，实现 25% 成本降低
3. 远程微处理器传感器（§5.3）：首次在强干扰环境中实现 远程单晶体管温度测量，为 CPU 热管理提供了完整方案

作者本人认为最核心的成果是第二项——首款免校准即满足标准精度规格的 CMOS 智能温度传感器，是 CMOS 温度传感器大规模普及的成本突破点。

三款原型设计技术对比

技术	原型 1（轮胎）	原型 2（高精度）	原型 3（远程）
PTAT 电流源	两级斩波运放	嵌套斩波+无镜像信号路径	嵌套斩波
$I_{be}$ 生成	标准运放	低频斩波	同原型 2
ΣΔ 调制器	一阶 CT（1.5:1 权重）	一阶 CT（2:1 权重）	与原型 2 共享
DEM	无	电流源 4 相 DEM	动态匹配 I1/I2
斩波策略	单层斩波	嵌套斩波（${\varphi }_H+{\varphi }_L$）	嵌套斩波
校准	两点温度校准	免校准	免校准（远程）
关键创新	超低功耗	电流镜消除 + 嵌套斩波	6-bit 数字 S&H 接口

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参考文献

1. A. Bakker, J. H. Huijsing, High-Accuracy CMOS Smart Temperature Sensors, Kluwer Academic Publishers, 2000, Ch. 5.
2. A. Bakker and J.H. Huijsing, “Micropower CMOS Temperature Sensor with Digital Output,” IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol.31, pp. 933-937, July 1996.
3. A. Bakker and J.H. Huijsing, “A Low-Cost, High-Accuracy CMOS Smart Temperature Sensor,” Proc. ESSCIRC’99, Duisburg, Germany, pp. 302-305, September 1999.
4. National Semiconductor, “LM75 - Digital Temperature Sensor and Thermal WATCHDOG with Two-Wire Interface,” 1999.
5. Philips Semiconductors, “The I2C-bus and how to use it (including specifications),” 1995.
6. Smart Battery System-Implementers Forum, “Smart Battery System Specification,” rev.1.1, December 11, 1998.
7. B. de Geeter, O. Nys and J.-P. Bardyn, “A Wide Temperature Range Micropower Sensor Interface Circuit,” Proc. ESSCIRC’96, Neuchatel, Switzerland, pp. 136-139, September 1996.

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双向链接

本文链接到

• CMOS智能温度传感器原理 — 温度传感前端原理（含 Bakker Ch.3 补充）
• CMOS温度传感器ΣΔADC与电路实现 — ΣΔ ADC 与电路实现（含 Bakker Ch.4 补充）
• 失调消除技术 — 动态失调补偿技术（含嵌套斩波）
• Bakker High-Accuracy CMOS Smart Temperature Sensors 深度解析 — 来源页

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• CMOS智能温度传感器原理 — Bakker 芯片实现
• CMOS温度传感器ΣΔADC与电路实现 — Bakker 传感器原型
• Bakker High-Accuracy CMOS Smart Temperature Sensors 深度解析 — Ch.5 总结