Ivanov OpAmp Ch3: 偏置电路

偏置电路是模拟电路的基石。本章系统分类并分析了OpAmp中四类电流偏置（PTAT、gm匹配、温度无关、负温度系数），以及高输出阻抗电流源、低噪声电荷泵和启动电路的设计方法。本文基于Ivanov & Filanovsky (2004) Ch.3提炼。

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前后关系

前置知识：

• Ivanov OpAmp Ch2 - 结构设计方法论与信号流图 — SFG在偏置中的应用
• 偏置电路与电流基准 — 标准偏置内容

本书内部链条：

• Ch.3（本文）→ Ch.5（偏置对失调修调的影响）→ Ch.4（偏置对增益结构的影响）→ Ch.7（PTAT偏置在Class AB输出级中的应用）

外部关联：

• 带隙基准 — 温度稳定的参考源

§3.0 偏置电路验证重要性

与常规认知不同，Ivanov强调偏置电路必须通过瞬态仿真而非AC仿真来验证：

• AC仿真无法检测启动问题（条件不稳定）
• 电压调节器的AC仿真相位裕度可能只有5°，但阶跃响应良好，M_m ≈ 1.5
• Brokaw规则：如果在电路图上可以围绕电源总线画一条只穿过MOS管漏极或BJT集电极的闭合线，则该电路存在所有元件关断的第二稳态 [106]

§3.1 PTAT偏置电路

基本原理

$$V_{PTAT}=V_T\ln N,V_T=\frac{kT}{q}$$

其中N为发射极面积比。将此电压加在恒定电阻上即得PTAT电流。

三种PTAT核心电路对比

电路	Fig. 3-1（经典CMOS）	Fig. 3-2（横向BJT型）	Fig. 3-3a/b（低压型）
放大器类型	电压输入M0-M4	电压输入Q2	(a)电压输入/(b)电流输入
最小电源电压	V_be + V_gsPMOS + V_sat ≈ 1.5V	V_sat + V_gsNMOS ≈ 0.8V	V_sat + V_gsPMOS + V_R ≈ 1.2V
反馈环路级数	3级（需补偿）	3级（需补偿）	(a)3级/(b)1级(无需补偿)
对寄生衬底漏电	不敏感（R0在Q1集电极）	不敏感（R0在Q1集电极）	敏感（需埋层/N+层）

误差源分析（Fig. 3-1）

1. 电阻R0温度系数：可用poly-Si（正TC）+ N-well扩散电阻（负TC）串联补偿
2. 放大器失调V_off：

- 可用双极差分对替代M0/M1改善失调 - 故意失配双极对可产生附加PTAT失调，减小随机失调和噪声的影响 3. **M5/M6电流失配和Q0/Q1发射极面积失配**：等效于N的变化，影响PSRR 4. **电源电压变化**：影响V_ds_M5/M6电流匹配，进而影响V_g4→等效V_off变化；可通过次稳压供电改善 ### PTAT偏置的必要性 - **带宽稳定**：OpAmp带宽ω_t = g_m/C_M，BJT差分对的g_m = I_C/V_T ∝ I_C/T。PTAT偏置使g_m对温度稳定 - **摆率**：SR = I_0/C_M，PTAT偏置下摆率随温度增加 - **Class AB输出级静态电流**：输出管在无负载时工作于弱反型，I_q需为PTAT以保持g_mout对温度稳定 --- ## §3.2 MOS gm匹配偏置 ### 原理 对强反型MOS差分对，PTAT偏置不足以稳定g_m。gm匹配偏置通过匹配参考管和输入管的电流密度来实现温度无关的g_m。 **核心公式**（Fig. 3-5）：

g_{m2} = \frac{2(1 - 1/\sqrt{N})}{R_0}

其中W1L2/W2L1 = N。输入级g_m由R0决定，与温度无关。 ### 电路结构 - 双回路系统（正反馈+负反馈），含3级增益 - 补偿：电容C0 + 二极管连接M7 - 启动：节点g5与VDD之间的小电流源 - PSRR较好（V_g4 ≈ V_g1，匹配管V_ds近似相等） - 最小电源电压：V_gsPMOS + V_sat ≈ 1.2V **弱反型应用**：gm匹配偏置在弱反型下仍优于PTAT偏置（Fig. 3-6） --- ## §3.3 负TC与零TC电流发生器 ### V_be/R电流源（负TC） 利用V_be ≈ -2mV/°C的负TC： - 非线性曲率在-40~125°C范围约4mV(0.7%)误差 - 工艺批次变化可达20mV(3%) | 电路 | Fig. 3-7a（简单） | Fig. 3-7b（三级反馈） | Fig. 3-7c（电流输入放大器） | |------|-------------------|---------------------|---------------------------| | 最小V_DD | V_gs+V_be+V_sat≈2V | V_gs+V_sat+V_R≈1.3V | V_gs+V_sat+V_R≈1.3V | | 反馈级数 | — | 3级（需补偿） | 1级（无需补偿） | ### 零TC电流源 结合PTAT（正TC）和V_be/R（负TC）： **Fig. 3-8**（电压输入放大器型）： - 可达到~0.1%的温度变化 - 最小V_DD ≈ 1V - 3级负反馈，需补偿(C0/M7) **Fig. 3-9**（电流输入放大器型）： - 无需补偿电容 - M12电流为零TC，组合自R1(V_be/R)和R2/R3(PTAT) **Fig. 3-10**（三种电流单芯片集成器）： - 增加两个电流输入放大器环路（无需补偿） - 可同时输出PTAT、V_be/R和零TC三种电流 - 最小V_DD ≈ 1.2V --- ## §3.4 电流镜与电流源 ### 电流源关键参数 | 参数 | 关注点 | |------|--------| | 输出电阻 | 电流在输出电压范围内的变化 | | 输出电容 | 高频性能 | | 饱和电压 | 输出电压可摆幅到电源轨的接近程度 | | PSRR | 电流在电源电压范围内的变化 | | 噪声 | 低噪声要求g_m小（长沟道、强反型） | ### 共源共栅偏置电压源（Fig. 3-11） - 每个晶体管的栅-漏寄生电容可能引起高频信号泄漏 - 建议在共源共栅栅极偏置电压源两端加旁路电容C0 - 共源共栅管（M0-Mn）隔离镜像管的大寄生电容，应尽量小（最小L，最小W） - 噪声最小化：镜像管的g_m应小→长沟道强反型→大寄生电容 ### 碰撞电离漏电抑制（Fig. 3-12） 碰撞电离漏电在V_DS > 1V即显著，会降低电流源输出阻抗和精度。 **方案A（Fig. 3-12a）** [35]：局部反馈环路A1-M3，保持M1漏电压=V_gs_M1，最小化碰撞电离 **方案B（Fig. 3-12b）** ：从参考管的漏电测量中导出补偿电流，通过反馈环路减去漏电 ### 反馈改善输出阻抗（Fig. 3-13） | 电路 | 原理 | 优势 | |------|------|------| | Fig. 3-13a [38] | A1-M1环路保持M0漏压恒定 | OpAmp增益提升复用 | | Fig. 3-13b | A2-M5环路使M4/M5的V_ds相等 | 电流匹配更精确 | **Fig. 3-14**（0.6μm CMOS实现）： - 输出电阻改善约50倍（与常规共源共栅比） - 三极管电压从350mV降至60mV ### 尾电流源（Fig. 3-15） - 反馈环路包含传感器管M0a、M1a（匹配输入级M0/M1） - 设置I_D0 + I_D1 = I_0 - I_{R1}/R_a?（需确认） - CMOS实现无需补偿，双极组件可能需要 **结构设计核心原则**：当一个参数对电路操作重要时，应该由专用反馈环路控制→参数由传感器的质量和环路增益决定。 --- ## §3.5 次稳压偏置（Subregulated Biasing） ### 目的 提高PSRR： - 使用高PSRR的偏置核心 - 此外对偏置核心的电源进行次稳压 ### 次稳压器电路（Fig. 3-16） - **Fig. 3-16a**（箝位到正轨）：含负反馈(M0-M2-M1)和正反馈(M1-M5-M6)环路 - **Fig. 3-16b**（箝位到负轨）：操作类似 - 输出电压V_sbr = V_gsPMOS + V_gsNMOS - 无需补偿，但需启动 - 最小V_DD需超过V_sbrg约50-100mV **工艺选择**： - N-well CMOS：建议用PMOS镜分配电流（箝位到正轨），避免NMOS的碰撞电离 - 若碰撞电离已抑制（Fig. 3-12），可使用NMOS电流源 ### 自次稳压gm匹配核心（Fig. 3-17） - 同一电路同时实现gm匹配和次稳压 - 含正反馈(M1-M4-M7)和负反馈(M2-M3-M0-M4-M7) - 需启动和补偿(C0) --- ## §3.6 低噪声自举电荷泵 ### 应用背景 在OpAmp内部创建自举电压源给输入级尾电流源供电，可实现单输入级的轨到轨输入范围 [39]。需要极低噪声——任何纹波都会泄漏到尾电流并耦合到输出。 ### 噪声源 | 噪声类型 | 来源 | 抑制方法 | |----------|------|----------| | **数字开关噪声**（电源总线） | 开关逻辑的亚纳秒电流尖峰 | 次稳压逻辑电源（Fig. 3-16做低通滤波器） | | **数字开关噪声**（衬底） | 逻辑节点快速变化的电容电流 | 版图隔离、降低逻辑速度（降低V_DD和W/L） | | **输出电压纹波**（Fig. 3-18） | 传统电荷泵的充放电 | 电流模式操作（见下文） | ### 电流模式低纹波电荷泵（Fig. 3-18） 工作原理： - 电容C0/C1轮流以恒定电流I0串联到V_btsr输出 - 放大器A1控制I1=I0=I_L - Phase 1：C0以I0放电到C2，同时C1以I1充电 - Phase 2：C1放电到C2，C0充电 - **关键**：充放电电流相等，输出电压无纹波 仅在电容切换瞬间有微小纹波，由底部寄生电容和开关电容与C2的比值决定，持续时间仅几纳秒。 --- ## §3.7 启动电路 ### 启动电流源（Fig. 3-19） | 类型 | 实现 | 特点 | |------|------|------| | 长沟道MOS | 二极管连接、甚长沟道 | 简单 | | JFET | 栅源间电阻 | 需JFET工艺 | | 大电阻 | pinched-off扩散层 | 面积大 | | 漏电元件 | PMOS/PNP结构 | 工艺相关 | ### 启动电路稳定性问题 - 常开式启动：启动电流持续流过核心（最简单） - 断开式启动（Fig. 3-20）：启动完成后关断启动→可能创建新的反馈环路→条件不稳定 - **实用建议**：启动反馈环路自身必须稳定（不考虑它在正常工作时已关断） **Fig. 3-20a**（流行但有问题的启动）[原因见§4.5] **Fig. 3-20b**（改进型）：减小启动环路与现有环路的交互，稳定工作 --- ## 关键公式汇总 | 公式 | 说明 | |------|------| | V_PTAT = V_T·ln N | PTAT电压 | | I_PTAT = (V_T·ln N + V_off)/R0 | 含失调的PTAT电流 | | g_m2 = 2(1-1/√N)/R0 | gm匹配偏置 | | I_D = (K/2)(W/L)(V_GS-V_TH)² | MOS强反型平方律 | | g_m(MOS,强反型) = K(W/L)(V_GS-V_TH) | MOS强反型跨导 | | ω_t = g_m/C_M | OpAmp单位增益带宽 | --- ## 相关页面 - **源文档**：[[Ivanov Operational Amplifier Speed and Accuracy Improvement 深度解析]] - **前一章**：[[Ivanov OpAmp Ch2 - 结构设计方法论与信号流图]] - **后一章**：[[Ivanov OpAmp Ch4 - 增益结构与频率补偿]] - **概念**：[[偏置电路与电流基准]]、[[带隙基准]]