Ricotti 2016: High-Voltage Operational Amplifiers

来源: G. Ricotti, D. Bianchi, F. Quaglia, S. Rossi, “Design and Technology for Very High-Voltage Opamps,” in Efficient Sensor Interfaces, Advanced Amplifiers and Low Power RF Systems (AACD 2015), Springer, 2016, pp. 175–185.

基本信息

项目	内容
作者	Giulio Ricotti, Davide Bianchi, Fabio Quaglia, Sandro Rossi (STMicroelectronics)
工艺	BCD6-SOI (ST), 0.35 µm CMOS + 100 V DMOS + 5 V NPN
供电	高压 ±50 V + 低压 ±3 V
功耗	37 mW (静态)
应用	超声成像线性脉冲器、MEMS 驱动器（100–200 Vpp）

1. 高压运放架构 (Fig. 1)

两级结构

Vin → 低压 transconductor (±3V) → 高压 transimpedance 级 (±50V) → 输出缓冲 → Vout

级	供电	器件类型	特点
Transconductor	±3 V	薄栅 BiCMOS, 0.35 µm	Class-AB, $g_{m} = 60$ mS
Transimpedance	±50 V	DMOS (1 µm, 100 V $V_{D S, ma x}$ )	Class-B, 子阈值偏置
输出缓冲	±50 V	互补源随器 ( $M_{10} - M_{12}$ )	驱动 100 Ω + 150 pF

Transconductor (Fig. 1 前半部分)

低压供电 ±3 V → 大偏置电流 → 最大 $g_{m}$
峰值输出电流 > 偏置电流 → 快速充放电高阻节点

Transimpedance 级 (Fig. 2)

节点 A: 接收 transconductor 的正/负半波电流
$M_{1}, M_{2}$ : 共栅级（薄栅）
$M_{3} - M_{6}$ : DMOS 共源共栅 → 屏蔽 $M_{1} / M_{2}$ 漏端高压
$M_{4} / M_{5}$ (和 $M_{7} / M_{8}$ ): 单位增益电流镜 → 在 X 节点产生高压摆幅
$M_{9} - M_{12}$ : 互补源随器输出级

2. 大信号频率响应

描述函数分析

Class-B 输出级在大信号下不适用小信号近似。使用描述函数建模：

输出电流基本分量（正弦过驱动 $V_{o d} sin (ω_{0} t)$ ）:

G_{M} = \frac{4 β ∣ V _{o d} ∣}{3 π}

$G_{M}$ 随信号幅度线性增加 → 源随器输入电容自举效果增强：

C_{b u f} = \frac{C _{g s N} + C _{g s P}}{1 + G _{M} R _{L}}

GBW 模型

GBW \approx \frac{g _{m}}{2 π C _{X}}

其中 $C_{X} = C_{b u f} + C_{p a r a s i t i c}$

输出摆幅	$C_{X}$ (计算)	$C_{X}$ (仿真)	GBW (仿真)
2 Vpk-pk	13.5 pF	13.4 pF	713 MHz
80 Vpk-pk	8.1 pF	—	1.2 GHz

关键洞察: 大摆幅 → 更强的 Cgs 自举 → $C_{X}$ 降低 → GBW 提升！这是描述函数分析的核心价值。

次级极点

共栅和电流镜器件的描述函数分析验证：即使在中等输出摆幅下，分支电流幅度足够高 → 次级极点被推至 10 MHz 以上。

3. 实验结果 (Fig. 5-6)

闭环频率响应

条件	-3 dB 带宽
2 Vpp 输出	5.5 MHz
80 Vpp 输出	6.5 MHz
目标	>5 MHz (40 dB 闭环增益)

闭环增益: 40.9 dB（外部反馈网络）

摆率和输出范围

参数	值
正摆率	+2 kV/µs
负摆率	-2.2 kV/µs
最大输出电压	90 Vpp
无 SR 限制最大频率	<8 MHz
静态功耗	37 mW
高压供电电流	100 µA
低压供电电流	4.5 mA

线性度

使用超声典型高斯包络脉冲 → 测量二次谐波失真（HD2）

4. 集成反馈网络

第二部分提出了一种基于电阻分压器的集成反馈网络技术：

针对低功耗和高线性度优化
使用 BCD 工艺的薄膜电阻

关键公式速查

公式	含义
$GBW \approx g_{m} / (2 π C_{X})$	开环 GBW
$G_M = 4\beta	V_{od}
$C_{b u f} = (C_{g s N} + C_{g s P}) / (1 + G_{M} R_{L})$	自举效应降低输入电容

KnowledgeWiki

探索

Ricotti 2016 High-Voltage Operational Amplifiers 深度解析

关系图谱